Любительская УКВ радиостанция (Жутяев С.Г.) - 1981 год

В последнее время все больше радиолюбителей посвящают свой досуг увлекательному занятию — любительской радиосвязи на УКВ.

Многообразие процессов, происходящих в атмосфере и ионосфере Земли, позволяетрадиолюбителям проводить интереснейшие радиосвязи. Наряду с дальним тропосферным распространением УКВ любители используют отражение УКВ от спорадического ионизированного слоя Еs, от северного сияния, от метеорных следов. Большой интерес представляет радиосвязь с использованием отражения радиоволн от Луны.

Любительская радиосвязь на УКВ является одним из военно-технических видов спорта. Участвуя в соревнованиях различного масштаба, совершенствуя свое спортивно-техническое мастерство, радиоспортсмены - ультракоротковолновики имеют возможность пройти путь от третьего спортивного разряда до звания “Мастер спорта СССР международного класса”.

Широкие возможности открываются перед ультракоротковолновиками в области технического творчества.

Следует иметь в виду, что постройка и эксплуатация радиостанций требуют соответствующего разрешения Государственной инспекции электросвязи СССР. За изготовление, хранение и использование радиопередающих устройств без такого разрешения владельцы устройств несут ответственность. Порядок получения разрешений на любительскую передающую аппаратуру изложен в “Инструкции о порядке регистрации и эксплуатации любительских приемопередающих радиостанций индивидуального и коллективного пользования”.

Замечания и пожелания по книге просьба направлять по адресу: 101000, Москва, Главпочтамт, а/я 693.

Tребования, предъявляемые к УКВ-радиостанции.

Для того чтобы сформулировать требования, предъявляемые к любительской УКВ радиостанции, необходимо ответить на вопрос: от чего зависит эффективность такой радиостанции и каковы пути ее повышения.

Для любого вида связи, в том числе и для радиосвязи на УКВ, характерны потери сигнала на пути следования и наличие внешних и внутренних помех.

Рассмотрим, от чего зависят потери на радиолинии. Для упрощения будем считать, что распространение радиоволн происходит в свободном пространстве, т. е. на пути следования радиоволн от корреспондента к корреспонденту отсутствуют их поглощение и переотражение. Подобный случай характерен для радиосвязи в космическом пространстве, а также с небольшими поправками для наземной радиосвязи в пределах прямой видимости. К тому же при всех прочих видах распространения ультракоротких волн потери на радиолинии можно разделить на потери свободного пространства и дополнительные потери, присущие данному виду распространения.

Предположим, что один из корреспондентов использует антенну, одинаково излучающую во все стороны (так называемый изотропный излучатель). Тогда на расстоянии r излучаемая передатчиком мощность Р_пер равномерно распределится по поверхности сферы (рис. 1), имеющий площадь . В результате на вход приемника второго корреспондента попадает сигнал мощностью:

рис. 1

В случае, если передающая антенна обладает направленными свойствами, мощность принимаемого сигнала возрастет и потери будут равны:

 , где Gпер — коэффициент усиления передающей антенны.

Из полученной формулы можно сделать важный вывод — эффективность антенны зависит от ее площади, т. е. для поддержания эффективности антенны надо сохранять ее площадь независимо от рабочей длины волны. Об этом часто забывают при освоении высокочастотных диапазонов. Если использовать один и тот же тип антенны (например, восьмиэлементный волновой канал) для диапазонов 144 и 432 МГц, то на верхнем диапазоне мы получим проигрыш в 9 раз. Для диапазона 1296 МГц этот проигрыш составит уже 81 раз, т.е. для получения тех же потерь на линии нужно или у одного из корреспондентов установить систему из 81 антенны “волновой канал”, или у обоих установить по девять таких антенн. Это, в частности, следует из формулы:

Видно, что при неизменной конструкции антенны, а следовательно, неизменном коэффициенте усиления потери L растут при уменьшении длины волны в квадратичной зависимости. Единственная мера борьбы — это повышение коэффициента усиления антенн. Не следует, однако, забывать о том, что при повышении коэффициента усиления сужается диаграмма направленности, узконаправленные антенны не облегчают радиосвязь на УКВ.

Действительно, на коротких волнах, где в основном используются слабонаправленные антенны, для установления радиосвязи необходимо выполнение двух условий — совпадение времени работы в эфире и совпадение частот (мы не берем в расчет условий прохождения радиоволн). На УКВ к этим условиям добавляется еще одно — антенны двух корреспондентов должны быть направлены друг на друга.

Рассмотрим теперь, от чего зависит дальность радиосвязи на УКВ. Для повышения дальности необходимо увеличивать размеры антенн. Это, конечно, очень трудоемкий путь, однако это единственный способ, практически не имеющий ограничений. Второй способ повышения дальности — это увеличение мощности передатчика. Однако максимальная мощность любительского передатчика определена соответствующим разрешением и не должна превышать 5 Вт. И, наконец, третий способ — это повышение чувствительности приемника. Здесь наши возможности в конечном счете ограничены внешними шумами и помехами, такими как индустриальные помехи, космические шумы и тепловые шумы, излучаемые атмосферой и земной поверхностью.

Для того, чтобы оценить предельные возможности радиостанции, удобно ввести понятие ее “энергетического потенциала”. Энергетический потенциал численно равен максимально допустимому значению потерь (в децибелах) на трассе распространения сигнала при связи с однотипной радиостанцией. Рассмотрим подробнее, как он определяется и от чего зависит.

Прежде всего определим минимальную мощность сигнала, который необходимо подвести ко входу приемника. При отсутствии внешних помех чувствительность определяется уровнем собственных шумов, который для удобства расчетов обычно приводится ко входным зажимам приемника.

Для оценки интенсивности собственных шумов приемника обычно пользуются единицами kT₀. Здесь k — постоянная Больцмана (1,38*10 ^-23 Дж/град), а T₀ — температура окружающей среды (около 300 К). Таким образом, 1 kT₀ = 4*10^-21 Вт/Гц. Термин “интенсивность” в данном случае применяется потому, что данная единица характеризует не просто приведенную мощность входных шумов, а мощность, отнесенную к полосе пропускания. Это очень удобно, так как не надо каждый раз оговаривать полосу пропускания приемника, как это потребовалось бы при оценке шумов в единицах мощности — ваттах. В этом смысле еще больше неудобств доставляет пользование единицами напряжения — микровольтами, так как в данном случае надо еще указывать входное сопротивление приемника. Так, например, ответить на вопрос, какой приемник лучше — имеющий чувствительность 1 мкВ или 2 мкВ, можно только после того, как будут оговорены входные сопротивления и полосы пропускания данных приемников. Единица kT₀ имеет строго определенный физический смысл — такие тепловые шумы генерирует активное сопротивление, нагретое до температуры T₀. Если сопротивление, равное входному, подключить ко входу идеального приемника, то мощность шумов, приведенная ко входу, будет равна 1 kT₀. В реальном приемнике к шумам внешнего сопротивления добавятся собственные шумы, поэтому чувствительность реального приемника всегда больше 1 kT₀. Числовой коэффициент, стоящий перед kT₀, называется коэффициентом шума приемника. Он обозначается буквой F. Мощность собственных шумов приемника, приведенную ко входу, можно определить, пользуясь формулой:

Например, интенсивность шумов приемника описываемой радиостанции в диапазоне 144 МГц равна 1,8 kT₀ (т. е. собственные шумы равны 0,8 kT₀. Определим, чему это соответствует в долях ватта при полосе пропускания приемника 3000 Гц. В соответствии с проведенными рассуждениями собственные шумы приемника в ваттах, приведенные к его входу, будут равны:

Р_ш.вх = (1,8 – 1)*4*10^-21*3000 = 10 ^-17 Вт.

Теперь, когда известна мощность входных шумов, можно определить минимальное значение полезного сигнала. Для работы телеграфом при данной полосе пропускания пороговое значение сигнала может быть примерно в 10 раз меньше мощности шумов. Тогда мощность сигнала равна:

Р_С = 10 ^-18 Вт.

Пусть мощность передатчика равна 5 Вт. Тогда без учета усиления антенн и при использовании на другом конце линии аналогичной радиостанции допустимо максимальное ослабление на радиолинии в 5*10¹⁸ раз. Если для приема и передачи используются направленные антенны с усилением 10 раз, то допустимые потери возрастут до 5*10²⁰ раз, или 207 дБ. Таким образом, в разобранном примере энергетический потенциал радиостанции равен 207 дБ. Теперь нетрудно подсчитать, какова предельная дальность действия таких радиостанций в космическом пространстве для диапазона 144 МГц:

В обычных земных условиях в связи с кривизной земной поверхности потери на линии связи нарастают значительно быстрее. При стандартных условиях тропосферного распространения затухание 200 дБ соответствует расстоянию примерно 200—300 км. При благоприятных условиях дальность может увеличиваться до 400—500 км и более. Известны случаи, когда даже меньший энергетический потенциал радиостанции позволял перекрывать расстояния около 2000 км.

Рассмотрим теперь вопрос о помехоустойчивости радиостанции. Приведенный расчет энергетического потенциала сделан с учетом только внутренних помех, т. е. с учетом собственных шумов, возникающих в приемном устройстве. Однако часто предельная дальность радиосвязи определяется помехами внешнего происхождения, которые условно можно разделить на три основные группы — помехи от других радиостанций, импульсные помехи и шумовые помехи. Помехи, относящиеся к первой группе, появляются под действием мощных сигналов близко расположенных любительских радиостанций, а также под действием мощных сигналов телевизионных и радиовещательных передатчиков. В первом случае мешающий сигнал попадает в полосу пропускания усилителя высокой частоты, смесителя, а часто и в полосу пропускания последующих каскадов. Под действием мощной помехи меняется режим работы этих каскадов, что может привести к полному пропаданию полезного сигнала.

Меры борьбы с подобными помехами — это повышение линейности и возможно меньший коэффициент усиления каскадов, предшествующих узкополосному фильтру.

Помехи от телевизионных передатчиков могут непосредственно воздействовать на входной каскад УВЧ и проникать по так называемым комбинационным каналам. Рассмотрим практический пример. Конвертер диапазона 144 — 146 МГц имеет промежуточную частоту 4 — 6 МГц и, следовательно, частоту собственного гетеродина 140 МГц. Если выходная частота гетеродина получена путем удвоения частоты 70 МГц, то при недостаточной фильтрации на смеситель неизбежно попадет и утроенная частота 210 МГц. При этом образуется паразитный канал приема на частотах 214 — 216 МГц, которые лежат в пределах 11-го телевизионного канала. По этой причине, например, большинство конвертеров, имеющих промежуточную частоту 4 — 6 МГц, непригодны для эксплуатации в условиях Москвы. Меры борьбы с подобными помехами — повышение качества гетеродина и улучшение селективности УВЧ.

Помехи, относящиеся ко второй группе, — импульсные помехи более характерны для городских условий. Это помехи от систем зажигания автомобилей, от коллекторных электродвигателей, от искрения контактных проводов трамваев и троллейбусов, а также от большого количества прочих источников. Если импульсные помехи хорошо выделяются на фоне шумов в виде отчетливых щелчков или тресков, то в таком случае достаточно эффективно помогают различного рода ограничители амплитуды. В условиях большого города импульсные помехи от многих источников сливаются в сплошной шум, который “на слух” воспринимается как шум теплового происхождения. Импульсные помехи такого вида непосредственно примыкают к помехам, относящимся к третьей группе, т. е. к шумам различного происхождения. Как уже указывалось, это могут быть шумы космического происхождения (прежде всего Солнца), а также тепловые шумы, излучаемые атмосферой и земной поверхностью. На большом удалении от города именно эти шумы определяют предельную чувствительность радиостанции. При антенне, направленной на горизонт, интенсивность таких шумов составляет примерно 1 kT₀. В условиях города интенсивность шумов может возрастать в десятки и даже сотни раз. К сожалению, принципиально отсутствуют методы борьбы с помехами такого рода. Единственно, что можно делать, — это по возможности сужать полосу пропускания приемника. Однако особенности человеческого уха таковы, что даже при приеме телеграфных сигналов не имеет смысла делать полосу пропускания приемника уже 500—1000 Гц.

Подводя итог сказанному, можно сделать вывод, что радиолюбителям, живущим в благоприятной помеховой обстановке, следует обратить основное внимание на уменьшение собственных шумов приемника. При этом можно ориентироваться на цифру 2 kT₀ (с учетом потерь в фидере), так как дальнейшее снижение шумов уже не даст большого выигрыша. Важно также, чтобы радиостанция обеспечивала наиболее эффективные виды работы телеграф и SSB.

При разработке описываемой здесь радиостанции была предпринята попытка найти компромисс между чувствительностью, селективностью и простотой конструкции. Так, для получения заданной чувствительности было использовано минимальное количество каскадов усиления, были приняты меры по повышению спектральной чистоты гетеродинных трактов. В радиостанции в основном отсутствуют дефицитные детали. При изготовлении радиостанции требуется минимальный объем слесарных работ.

Функциональная схема

Радиостанция предназначена для проведения любительских радиосвязей в трех УКВ диапазонах: 144—146, 430—440 и 1215—1300 МГц — и обеспечивает в данных диапазонах следующие параметры.

В диапазоне 144 МГц: коэффициент шума в режиме приема составляет 1,8; мощность в режиме передачи — 5 Вт. В диапазоне 432 МГц: коэффициент шума в режиме приема — 2,0; мощность в режиме передачи — 5 Вт. В диапазоне 1296 МГц: коэффициент шума в режиме приема — 2,5...3,0; мощность в режиме передачи — 3 Вт.

(рис. 2 - щелкните мышью для получения большого изображения)

Радиостанция может работать как автономно (только в телеграфном режиме), так и совместно с коротковолновым трансивером. И в том и в другом случае обеспечивается трансиверный режим работы, т. е. происходит автоматическое совмещение частот приема и передачи. Функциональная схема радиостанции показана на рис. 2. Радиостанция состоит из четырех основных блоков: трех трансвертеров соответственно на диапазоны 144, 432 и 1296 МГц и маломощного телеграфного трансивера на диапазон 21 МГц. Название “трансвертер” происходит от двух английских слов “transmitter” — передатчик, “converter” — конвертер и означает, что данное устройство предназначено для преобразования частоты не только в режиме приема, но и в режиме передачи. Совпадение частот приема и передачи обеспечивается тем, что в обоих режимах используется один и тот же опорный гетеродин. Таким образом, каждый трансвертер можно подразделить на три основные части: приемный тракт, передающий тракт и общий гетеродин. Именно в таком виде показаны трансвертеры на функциональной схеме.

Рабочий диапазон станции выбирается переключателем В1, при этом к основному блоку, трансиверу на диапазон 21 МГц, подключается тот или иной трансвертер. Переключатель В2 служит для перехода на работу с внешним KB трансивером.

Трансвертеры, входящие в состав радиостанции, имеют линейный передающий тракт. Это означает, что существует линейная зависимость между амплитудой входного сигнала на частоте 21 МГц и амплитудой выходного сигнала соответствующего УКВ диапазона. Благодаря этому при использовании внешнего возбудителя на каждом из трех УКВ диапазонов может быть обеспечен любой вид излучения, включая амплитудную, частотную и однополосную модуляцию, а также амплитудную манипуляцию. Тем не менее основные виды работы, на которые рассчитана радиостанция, — это амплитудная манипуляция, т. е. обычный телеграф при автономном использовании и телеграф и однополосная телефония (SSB) при работе совместно с KB трансивером. Исходя из этого выбран рабочий диапазон частот радиостанции. Так, в соответствии с международными рекомендациями участки любительских диапазонов, исключительно предназначенные для телеграфной работы, составляют 144,0—144,15; 432,0—432,15 и 1296,0—1296,15 МГц, а предназначенные для работы SSB — соответственно 144,15—144,5; 432,15—432,5; 1296,15—1296,5 МГц. Это как раз совпадает с тем положением, что большинство KB трансиверов перекрывают диапазон от 21,0 до 21,5 МГц, в котором принято аналогичное распределение частот по видам работы. При работе в автономном режиме, только телеграфом, диапазон частот сужен в соответствии с видом излучения до 0,2 МГц. Выбор достаточно высокой промежуточной частоты 21 МГц вызван стремлением возможно больше ослабить помехи по зеркальному каналу. Как известно, зеркальный канал отстоит от основного на удвоенную промежуточную частоту, поэтому чем выше промежуточная частота, тем легче осуществить фильтрацию. С этой точки зрения еще более выгодным диапазоном для промежуточной частоты является диапазон 28,0—29,7 МГц, также хотя бы частично имеющийся в большинстве KB трансиверов. Однако в таком варианте есть опасность проникновения на выход передатчика пятой гармоники возбудителя (28,8 МГц*5= 144 МГц). Hа верхнем УКВ диапазоне 1296 МГц становится слишком трудно обеспечить необходимое подавление зеркального канала при промежуточной частоте 21 или даже 29 МГц. По этой причине было решено ввести еще одну ступень преобразования, для того чтобы в несколько раз повысить промежуточную частоту. Для упрощения конструкции в качестве дополнительной ступени преобразования служит трансвертер диапазона 144 МГц. Этот вариант имеет свой недостаток, так как в спектр выходного сигнала попадает девятая гармоника возбудителя (144*9=1296 МГц). По этой причине при разработке комплекта аппаратуры, предназначенного исключительно для диапазона 1296 МГц, лучше организовать дополнительное преобразование на какой-либо “нейтральной” частоте, скажем 150 или 200 МГц.

Принципиальная схема трансвертера 144/21 МГц

Принципиальная схема трансвертера приведена на рис. 3.

(рис. 3 - щелкните мышью для получения большого изображения)

Трансвертер состоит из приемного тракта — транзисторы 1Т9 и 1T10, передающего тракта — транзисторы 1Т1—1Т4 и общего гетеродина — транзисторы 1Т5—1Т8.

Гетеродин построен по традиционной схеме, состоящей из кварцевого автогенератора и цепочки умножителей. Для снижения уровня помех на паразитных частотах в выходном сигнале гетеродина применен способ возбуждения кварцевого резонатора на третьей механической гармонике. Задающий генератор собран по емкостной трехточечной схеме с кварцевым резонатором в цепи обратной связи. Это наглядно видно, если изобразить схему автогенератора в несколько измененном виде, как показано на рис. 4.

рис. 4

При приближении к частоте последовательного резонанса эквивалентное сопротивление кварцевого резонатора резко уменьшается. Это приводит к замыканию цепи обратной связи, и мы получаем схему обычного LC-генератора. Необходимость применения селективного контура в автогенераторе вызвана тем, что с ростом номера механической гармоники эквивалентное последовательное сопротивление возрастает и условия самовозбуждения ухудшаются. При отсутствии контура самовозбуждение всегда происходило бы на наиболее выгодной с энергетической точки зрения основной резонансной частоте кварца. Настройкой контура удается создать наилучшие условия для самовозбуждения на необходимой нам гармонике. Стабильность работы генератора определяется добротностью резонатора на соответствующей механической гармонике. Чем выше добротность, тем меньше эквивалентное сопротивление на частоте последовательного резонанса. При расстройке контура относительно резонансной частоты кварцевого резонатора эквивалентное сопротивление последнего быстро увеличивается, однако полному разрыву цепи обратной связи мешает наличие паразитной емкости кварцедержателя, собственно кварцевой пластины, а также емкость между базовым выводом транзистора и землей. Они образуют емкостный делитель, благодаря которому могут выполняться условия самовозбуждения на частотах, отличных от резонансной частоты кварцевого резонатора. Этот фактор необходимо учитывать, если надо возбудить малоактивный резонатор или получить генерацию на более высокой механической гармонике (5, 7 и т. д.). Иногда для нейтрализации шунтирующего действия паразитной емкости параллельно кварцевому резонатору подключают дополнительную катушку индуктивности с таким расчетом, чтобы на частоте нужной гармоники эта индуктивность и паразитная емкость образовали параллельный резонансный контур.

С кварцевого автогенератора сигнал с частотой 20,5 МГц поступает на первый умножитель — утроитель частоты — транзистор 1Т6. Умножитель собран по схеме с общим эмиттером. Цепь автосмещения 1С21 1С22 1R15 обеспечивает необходимый угол отсечки коллекторного тока и стабилизирует режим работы каскада. Нагрузкой первого умножителя служит полосовой фильтр 1L10 1С25 1L11 1С26. Применение полосового фильтра, а также малый коэффициент включения контура 1L10 1С25 в коллекторную цепь умножителя обеспечивают высокую степень подавления первой гармоники входного сигнала. Следует отметить особую важность хорошей фильтрации уже в первых ступенях умножения. Для того, чтобы понять механизм проникновения паразитных частот на выход гетеродина, рассмотрим рис. 5.

рис. 5

На рисунке представлены графики, поясняющие механизм работы умножителя. График на рис. 5, а показывает форму напряжения на базе транзистора. В тот момент, когда это напряжение достигает границы открывания транзистора, появляется коллекторный ток (рис. 5,б). Длительность импульсов, протекающих через транзистор, зависит от амплитуды напряжения на базе и напряжения автосмещения. Импульсы коллекторного тока ударно возбуждают колебательный контур, включенный в коллекторную цепь. После окончания импульса дальнейшие колебания продолжаются только благодаря энергии, запасенной в контуре (рис. 5, в). В силу того, что в реальном контуре имеются потери и добротность его не бесконечна, амплитуда колебаний уменьшается по экспоненциальному закону. Это приводит к появлению на выходе умножителя амплитудной модуляции с частотой входных импульсов. Подобная модуляция без труда сохраняется во всех дальнейших ступенях умножения, так как чем выше частота, тем шире полоса пропускания контуров. В результате в выходном сигнале гетеродина появляются мощные составляющие, отстоящие от центральной частоты на частоту модуляции т е. в нашем случае на частоту кварцевого генератора. По этой причине следует по возможности избегать в гетеродине высоких степеней умножения. Если к спектральной чистоте сигнала гетеродина предъявляются повышенные требования, то иногда применяют двухтактную схему удвоения частоты (рис. 6).

рис. 6

В такой схеме ударное возбуждение контура происходит каждый период и амплитудная модуляция сводится к минимуму.

Возвратимся к принципиальной схеме. С выхода полосового фильтра сигнал поступает на последний умножитель. Умножитель собран на транзисторе 1Т7 по схеме с общим эмиттером и не имеет каких-либо особенностей. В качестве колебательной системы применен четвертьволновый резонатор, укороченный емкостью Далее сигнал усиливается транзистором 1Т8 до амплитуды, необходимой для нормальной работы смесителей приемного и передающего трактов. Выходная частота гетеродина 123 МГц.

Приемный тракт трансвертера содержит один каскад усиления, выполненный на транзисторе 1Т9, >и смеситель, выполненный на транзисторе 1Т10. Селективность по зеркальному каналу в основном обеспечивается двухконтурным полосовым фильтром 1L16 1С43—1L17 1С45.

Усилитель высокой частоты собран по схеме с общим эмиттером. Стабилизация режима транзистора по постоянному току осуществляется с помощью отрицательной обратной связи через резистор 1R22. Такая схема стабилизации позволяет непосредственно, без блокировочной емкости, заземлить эмиттерный вывод транзистора, что обеспечивает высокий устойчивый коэффициент усиления каскада. Для повышения к.п.д. входной цепи контур 1L15 1С39 сильно связан с целью базы транзистора 1Т9. Связь с антенной емкостного типа. Конденсаторы 1С38, 1С40 и индуктивность 1L15 образуют фильтр верхних частот, препятствующий проникновению на выход конвертера помех от мощных коротковолновых радиостанций.

Сигналы гетеродина и УВЧ суммируются на входе смесителя 1Т10. Наличие емкости1С47 улучшает форму напряжения гетеродина на базе транзистора 1Т10, а также обеспечивает короткое замыкание на входе смесителя при приеме на гармониках гетеродина. Это снижает коэффициент шума смесителя и повышает его устойчивость. Задачу согласования смесителя со входом основного приемника выполняет контур 1L18 1С50 1С51 1С52. Для уменьшения шунтирования контура коллекторная цепь транзистора 1Т10 и вход основного приемника подключены к отводам емкостного делителя, составленного из конденсаторов этого контура.

Передающий тракт начинается со смесителя, выполненного на транзисторе 1Т4.Сигнал гетеродина поступает на базу транзистора 1Т4 с контура 1L13 1С34. Сформированный в возбудителе телеграфный, AM или SSB сигнал поступает на смеситель через контур 1L14 1С35 1С37 и переходный конденсатор 1С36. Нагрузкой смесителя служит полосовой фильтр 1L8 1С15...1L7 1С14, настроенный на частоту 144 МГц. Дальнейшее усиление преобразованного сигнала осуществляется трехкаскадным линейным усилителем с общим коэффициентом усиления около 33 дБ. Первый каскад собран на транзисторе 1Т3, работающем в режиме класса А. Для улучшения фильтрации побочных излучений транзистор слабо связан со входным контуром 1L7 1С14 и с выходным контуром 1L6 1С10. Повышение нагруженной добротности контуров получено за счет снижения коэффициента передачи, поэтому усиление первого каскада невелико. Основное усиление обеспечивается вторым каскадом, выполненным на транзисторе 1Т2 типа КТ911Б. В данном каскаде также использован режим класса А, что позволило при хорошей линейности получить высокий коэффициент усиления, около 20 дБ. Для согласования предоконечного и оконечного каскадов служит П-образный контур 1L4 1С5 1С6 1С7. Оконечный каскад работает в режиме класса АВ. Необходимое смещение на базу транзистора 1Т1 типа КТ907 поступает с делителя напряжения 1R2, 1R3 через дроссель 1L3. Для уменьшения опасности самовозбуждения (так называемых дроссельных автоколебаний) вывод этого дросселя, подключенный к делителю напряжения, не заблокирован емкостью. Согласование оконечного усилителя с антенной обеспечивает контур 1L1 1С1 1С2. В передатчике отсутствует какое-либо специальное устройство защиты выходного транзистора, поэтому следует избегать случаев работы выходного каскада на сильно рассогласованную нагрузку.

Принципиальная схема трансвертера 432/21 МГц

(рис. 7 - щелкните мышью для получения большого изображения)

Трансвертер состоит из приемного тракта, передающего тракта и общего гетеродина. Принципиальная схема трансвертера дана на рис. 7. Его гетеродин аналогичен гетеродину трансвертера 144/21 МГц. Для получения промежуточной частоты 21 МГц применен кварцевый резонатор с основной частотой 7611,1 кГц, возбужденный на третьей механической гармонике. Далее следуют утроитель на транзисторе 2Т7 и удвоитель на транзисторе 2Т8. Последний умножитель 2Т9 работает в режиме утроения. Как показала практика, эффективность умножителя, выполненного по схеме с общим эмиттером, зависит от способа возбуждения цепи базы. Особенно это заметно на частотах, близких к граничным для данного транзистора. Наихудшие результаты были получены при индуктивном подключении базы транзистора через большую разделительную емкость. Значительно лучше работает умножитель при подаче возбуждения через конденсатор небольшой емкости с “горячего” вывода контура. Нагрузкой последнего умножителя служит четвертьволновый резонатор 2L14, укороченный емкостью 2С36. Уровень сигнала на резонаторе при этом вполне достаточен для питания диодного смесителя приемного тракта. Транзисторный смеситель передающего тракта (транзистор 2Т5) требует большего уровня возбуждения, поэтому на выходе гетеродина имеется усилитель на транзисторе 2Т10.

Приемный тракт содержит два каскада усиления высокой частоты, диодный смеситель и УПЧ. Для повышения коэффициента передачи входной цепи контур 2L19 2С46 сильно связан с цепью базы транзистора 2Т11 первого каскада УВЧ. В результате нагруженная добротность входного контура невелика. Амплитудно-частотную характеристику УВЧ в основном формирует полосовой фильтр 2L20 2С50 — 2L21 2С52, стоящий между первым и вторым каскадами. Контур 2L22 2С56 на выходе второго каскада УВЧ служит для дополнительной фильтрации паразитных каналов приема и для согласования УВЧ с диодным смесителем. Напряжение гетеродина поступает на диод 2Д1 с контура 2L14 2С36 через отрезок линии, выполняющей роль повышающего трансформатора. При этом достаточная связь гетеродина со смесителем достигается благодаря небольшой емкости монтажного проводника. Для замыкания цепи высокочастотных токов, протекающих через диод, служит конденсатор 2С58. Измеряя постоянное напряжение на резисторе 2R36, можно контролировать ток диода. Усилитель промежуточной частоты на транзисторе 2Т13 необходимо для компенсации потерь в диодном смесителе. Усилитель выполнен по традиционной схеме и не имеет особенностей. Если основной приемник обладает достаточной чувствительностью (коэффициент шума не ниже 2—3), то УПЧ можно из схемы исключить.

Передающий тракт начинается со смесителя, выполненного на транзисторе 2Т5. Сигнал гетеродина поступает на базу транзистора 2Т5 после дополнительной фильтрации полосовым фильтром 2L16 2C40 — 2L17 2С42. Для подключения возбудителя служит контур 2L18 2С43 2С44, настроенный на частоту 21 МГц. С выхода смесителя сигнал, имеющий уровень около 2 мВт, поступает на полосовой фильтр 2L9 2C15 — 2L10 2С17. Далее сигнал усиливается четырехкаскадным линейным усилителем с общим коэффициентом усиления 33—34 дБ.

Первый каскад линейного усилителя выполнен на маломощном транзисторе 2Т4 типа ГТ330. Он работает в режиме класса А и усиливает сигнал до уровня около 10 мВт. После фильтрации в контуре 2L8 2С12 сигнал через емкостный делитель 2С10 2С11 поступает на базу транзистора второго каскада усиления. Транзистор 2Т3 типа КТ610Б также работает в режиме класса А и обеспечивает выходную мощность около 100 мВт. Следующие два каскада, предоконечный и оконечный, работают в режиме класса АВ. Транзистор 2Т2 типа КТ911Б обеспечивает усиление до уровня 0,9...1 Вт, а транзистор 2Т1 типа КТ907А до уровня около 5 Вт.

Принципиальная схема трансвертера 1296/144 МГц

(рис. 8 - щелкните мышью для получения большого изображения)

Данный трансвертер несколько сложнее двух предыдущих, поэтому вначале рассмотрим функциональную схему, приведенную на рис. 8. Выбор промежуточной частоты 144 МГц вызван стремлением получить приемлемое подавление паразитных каналов приема и передачи при относительно невысоком качестве резонансных контуров.

В режиме приема главное внимание уделяется подавлению зеркальной помехи. Вообще к определению необходимой степени подавления зеркального канала можно подходить с двух несколько отличающихся позиций. В густо заполненных диапазонах, например на коротких волнах, надо исходить из опасности проникновения в зеркальный канал сигнала мощной мешающей радиостанции. Поэтому требуемая степень подавления зеркального канала составляет 40—60 дБ. На более высоких частотах вероятность такой помехи уменьшается. К тому же благодаря применению высоконаправленных антенн появляется своего рода пространственная селективность. В предельном случае, когда вероятность зеркальной помехи очень мала, можно ограничиться таким подавлением зеркального канала, которое не ухудшает шумовые свойства приемника. Так, например, если зеркальный канал совершенно не ослаблен, то полезный сигнал будет поступать только по основному каналу, а шумы по основному и по зеркальному. Реальный коэффициент шума при этом будет ухудшен ровно в 2 раза. Ясно, что уже при десятикратном ослаблении зеркального канала его шумами можно пренебречь.

В режиме передачи наибольшую опасность представляет сигнал гетеродина, в данном случае отстоящий от полезного сигнала на 144 МГц. При предварительных расчетах для определения необходимой добротности контуров можно воспользоваться формулой:

Q_H = f₀(k)^1/2 / (2*Δf), где Q_H—нагруженная добротность контура, т. е. добротность с учетом шунтирующего действия входной и выходной нагрузок; f₀ — центральная частота контура; Δf —значение расстройки между центральной частотой f₀ и частотой, на которой определяется степень подавления помехи; k — необходимая степень подавления помехи, рассчитанная на один контур. В нашем случае fо= 1296 МГц, Δf=144 МГц. Пусть требуется подавить помехи на 40 дБ. При наличии двух контуров на каждый из них придется 20 дБ или 100 раз по мощности. В этом случае нагруженная добротность одного контура:

Для сравнения определим, какая потребовалась бы добротность при промежуточной частоте 21 МГц:

Следует еще раз отметить, что здесь мы определяем добротность нагруженного контура. Добротность ненагруженного контура выбирается исходя из требований к коэффициенту передачи фильтра. Относительные потери в контуре равны отношению Q_Н/Q₀, где Q₀ — добротность ненагруженного контура. Видно, что если добротность ненагруженного контура в 2 раза превышает добротность И нагруженного, то в контуре теряется ровно половина мощности входного сигнала. Я Посмотрим теперь, каковы требования к контуру при двух вариантах выбора промежуточной частоты. Пусть допустима потеря в одном контуре 20% мощности сигнала, т. е. относительные потери равны 0,2. Тогда при промежуточной частоте 144 МГц Q₀ = Q_Н/Q_Н/Q₀ = 45/0,2 = 225; при промежуточной частоте 21 МГц Q₀ = 310/0,2 =1550. Очевидно, что изготовить резонатор с добротностью 225 проще, чем резонатор с добротностью 1550.

К другому преимуществу выбора промежуточной частоты 144 МГц можно отнести то, что приемники на данную частоту специально рассчитаны на получение минимального коэффициента шума. При этом отпадает необходимость иметь в приемном тракте дополнительный малошумящий УПЧ. Однако выбор промежуточной частоты 144 МГц обладает также некоторыми недостатками. Так, выходная частота гетеродина 1152 МГц кратна частоте 144 МГц. Это накладывает ограничения на выбор частоты кварцевого генератора, которая не должна быть субгармоникой частоты 144 МГц. В противном случае гармоники гетеродина попадут в начальный участок диапазона и создадут помехи при работе радиостанции в режиме приема.

При передаче к тому же возникает опасность проникновения на выход девятой гармоники возбудителя, работающего на частоте 144 МГц.

В реальных условиях с целью упрощения конструкции приходится принимать компромиссное решение, т. е. отказываться от промежуточной частоты 21 МГц и выбирать 144 МГц.

Как видно из функциональной схемы, гетеродин трансвертера не имеет особенностей и выполнен в виде кварцевого генератора и цепочки транзисторных умножителей. Окончательная фильтрация сигнала гетеродина в режиме приема осуществляется двухконтурным полосовым фильтром. Приемный тракт состоит из двухкаскадного УВЧ и диодного смесителя. Большое влияние на формирование функциональной схемы трансвертера оказывает то, что на частоте 1296 МГц очень трудно получить большие коэффициенты усиления. При использовании достаточно распространенных транзисторов реальный коэффициент усиления одного каскада измеряется единицами. Таким образом, если на более низкой частоте плохое качество смесителя можно компенсировать большим коэффициентом усиления УВЧ, то в данном случае такая возможность отсутствует. В связи с этим смеситель должен обладать малым коэффициентом шума. Приблизительно оценить коэффициент шума диодного смесителя можно, пользуясь формулой для коэффициента шума приемника с аттенюатором на входе F=LF_nр, здесь F — результирующий коэффициент шума, L — ослабление в аттенюаторе (в данном случае в смесителе), F_nр — коэффициент шума приемника (УПЧ).

Ослабление в диодном смесителе зависит в конечном счете от качества диода и обычно колеблется в пределах от 4 до 10 раз. Если коэффициент шума УПЧ равен 2, то результирующий коэффициент шума составит 8—20. Как показала практика, двух каскадов усиления достаточно, чтобы “перекрыть” подобные шумы смесителя шумами УВЧ.

При конструировании передающего тракта проблема усиления мощности становится еще острее. Если по аналогии с трансвертерами диапазонов 144 и 432 МГц сформировать сигнал на уровне мощности 1—2 мВт, то для того, чтобы довести этот сигнал до уровня 3—5 Вт, потребуется шесть — семь каскадов усиления. Дело осложняется также тем, что маломощные транзисторы, способные работать в данном диапазоне частот, имеют малые допустимые токи и напряжения, а поэтому пригодны для усиления до уровня только около 10 мВт Последующие каскады усиления приходится делать на мощных СВЧ транзисторах, работающих в режиме класса А, что приводит к удорожанию конструкции и уменьшению общего КПД передатчика. Из этого следует, что выгоднее сформировать сигнал с частотой 1296 МГц сразу на достаточно высоком уровне мощности.

Эту задачу можно решить двумя способами.

Первый способ — это применить мощный транзисторный смеситель, второй — использовать мощный параметрический смеситель на варакторе. В описываемой конструкции реализован второй способ. Сигнал накачки поступает на параметрический преобразователь на частоте 384 МГц. Для того, чтобы уровень сигнала накачки достиг 1—1,5 Вт, имеется трехкаскадный усилитель мощности. В параметрическом преобразователе происходят одновременно умножение частоты накачки в 3 раза (1152 МГц) и суммирование с частотой 144 МГц. Уровень сигнала с частотой 1296 МГц на выходе полосового фильтра преобразователя составляет 200—250 мВт. Два последующих каскада усиления доводят уровень сигнала до 2,5—3 Вт.

(рис. 9  )

Принципиальная схема трансвертера приведена на рис. 9. Предварительные каскады гетеродина выполнены на транзисторах 3Т7—3Т11. Схема этой части гетеродина мало отличается от схемы гетеродина трансвертера 432/21 МГц. Кварцевый резонатор 3Пэ1 возбужден на третьей механической гармонике. Далее следуют две ступени утроения частоты на транзисторах 3Т8, 3Т9 и один каскад удвоения частоты (транзистор 3Т10). Полученный таким образом сигнал с частотой 384 МГц дополнительно усиливается транзистором 3Т11. Далее сигнал гетеродина разветвляется на приемный и передающий тракты. Рассмотрим вначале приемный тракт. Сигнал с частотой 384 МГц поступает на вход последнего утроителя частоты через полосовой фильтр 3L21 3С52—3L31 3С74. Оптимальный режим возбуждения транзистора 3Т14 получен с помощью согласующей цепи 3С73, 3С72, 3L30. Нагрузкой последнего утроителя служит полосовой фильтр 3L28 3C68—3L26 3С66, настроенный на частоту 1152 МГц. Связь со смесительным диодом осуществлена с помощью отрезка линии, выполняющего роль повышающего трансформатора.

Усилитель высокой частоты приемного тракта содержит два каскада на транзисторах 3Т12, 3Т13. Входная цепь состоит из конденсатора связи 3С55, разделительного конденсатора 3С56 и короткозамкнутого шлейфа 3L22. Короткозамкнутая линия препятствует проникновению на вход УВЧ мощных сигналов радиостанций KB диапазона и ослабляет прямое проникновение на выход приемного тракта сигналов промежуточной частоты. В диапазоне 1296 МГц электрическая длина линии 3L22 составляет четверть длины волны, поэтому ее шунтирующим действием можно пренебречь. В результате можно считать, что входная цепь состоит из двух последовательно соединенных конденсаторов. Реально схема несколько сложнее, так как на столь высоких частотах большую роль играют паразитные индуктивности выводов. Суммарная индуктивность выводов конденсаторов и базового вывода транзистора 3Т12 вместе с емкостью конденсаторов образует последовательный низкодобротный контур, обеспечивающий согласование антенны со входом усилителя.

Выбор достаточно высокой промежуточной частоты (144 МГц) снизил требования к полосе пропускания УВЧ, а следовательно, и к нагруженной добротности контуров, входящих в фильтр. Это позволило сравнительно сильно связать транзисторы 3Т12 и 3Т13 с контурами 3L23 3С59 и 3L24 3С62 и тем самым повысить коэффициент усиления УВЧ. Как уже указывалось может быть двоякий подход к необходимой степени подавления зеркального канала. Это 10 дБ с точки зрения подавления шумов и примерно 40 дБ с точки зрения давления внешних помех по зеркальному каналу.

В рассматриваемой конструкции принят некоторый средний вариант и подавление зеркального канала составляет 20 дБ. При желании полосу пропускания УВЧ можно сузить, передвинув точку подключения конденсаторов 3С57 3С58 ближе к “холодному”, заземленному концу линии 3L23. Это тем более возможно, если применить более высокочастотные транзисторы.

С выхода УВЧ принимаемый сигнал поступает на диодный смеситель. Конденсатор 3С63 обеспечивает короткое замыкание для входного сигнала и сигнала гетеродина и в то же время является частью контура 3L25 3С63 3С65, настроенного на промежуточную частоту. Цепь контроля тока смесительного диода содержит дроссель 3L27 и блокировочный конденсатор 3С69. Эта цепь, рассчитана под микроамперметр с током полного отклонения 50 мкА и внутренним сопротивлением 2 кОм.

Рассмотрение передающего тракта начнем с оконечного усилителя гетеродина, который усиливает сигнал с частотой 384 МГц до уровня 1—1,5 Вт. Коэффициент усиления, составляющий 30—33 дБ, примерно поровну делится между тремя каскадами, выполненными на транзисторах 3Т4—3Т6. Цепи межкаскадного согласования всех трех каскадов аналогичны и имеют вид емкостных делителей.

Для обеспечения наибольшего усиления первый каскад работает в режиме класса А, а второй — в режиме класса АВ. Оконечный каскад, работающий а режиме С, при помощи согласующей цепи 3L12, 3С23, 3С24 нагружен на варакторный диод 3Д4. На диоде ЗД4 осуществляется параметрическое преобразование частоты 384 МГц в частоту 1152 МГц. Таким образом, гетеродин выполняет роль генератора накачки. Для подачи на преобразователь входного сигнала с частотой 144 МГц служит последовательный контур 3L11 3С22. На варакторном диоде происходит одновременно умножение частоты накачки в 3 раза и суммирование ее с частотой сигнала 144 МГц. Как показала практика, для эффективной работы преобразователя достаточно иметь один ненагруженный контур, настроенный на частоту 2f_гет+f/_пч, т. е. на частоту 384*2+144=912 МГц. Холостой контур образован линией 3L13 и конденсатором 3С20. Варакторный диод работает в режиме автосмещения. В цепь автосмещения входят резисторы 3R11, 3R12. Суммарная частота 1296 МГц выделяется с помощью фильтра, состоящего из двух полосковых резонаторов 3L10 3С18 и 3L9 3С16. Фильтр осуществляет основную селекцию выходного сигнала, так как последующие два каскада усиления имеют относительно широкую полосу пропускания.

Первый каскад выполнен на транзисторе 3Т3 типа КТ911А. Для обеспечения линейного усиления каскад работает в режиме класса АВ. Открывающее напряжение смещения поступает на базу транзистора 3Т3 с делителя, образованного резистором 3R9 и параллельно включенными резистором 3R10 и диодом 3Д3. Диод служит для температурной стабилизации рабочей точки каскада. Как уже указывалось, на столь высоких частотах начинают играть большую роль индуктивности выводов и соединительных проводников. Для того, чтобы пояснить работу входной цепи транзистора 3Т3, рассмотрим ее упрощенную эквивалентную схему (рис. 10).

.

рис. 10

Здесь R_вх — входное сопротивление транзистора которое в данном случае составляет 1—2 Ом. Индуктивное сопротивление базового вывода L_б равно приблизительно 15 Ом. Отсюда следует, что добротность базовой цепи транзистора больше единицы. Для настройки базовой цепи в резонанс служит конденсатор 3С14. Емкостная связь с полосовым фильтром осуществляется с помощью конденсатора 3С15.

рис. 11

Эквивалентная схема выходной цепи показана на рис. 11. Здесь С_к — емкость коллекторного перехода; L_K — индуктивность вывода и паразитная индуктивность разделительного конденсатора ЗС12. Видно, что выходная цепь приводится к привычному П-образному контуру. Выходной каскад работает по схеме сложения мощностей двух транзисторов 3Т1 и 3Т2 типа КТ911А. Базовые цепи транзисторов настроены с помощью конденсаторов 3С6, 3С7 и через четвертьволновые линии 3L5, 3L6 подключены к выходу предоконечного каскада. Конденсаторы 3С9, 3С10 — разделительные. Применение соединительных линий вызвано удобством монтажа, а также возможностью в некоторых пределах регулировать согласование, изменяя волновое сопротивление этих линий. Выходная цепь состоит из двух П-образных контуров, имеющих общий выходной конденсатор 3С1.

Предоконечный и оконечный каскады имеют суммарный коэффициент усиления около 12 дБ и обеспечивают линейное усиление сигнала до уровня 3 Вт.

Принципиальная схема основного блока 21 МГц

Как уже указывалось, радиостанция может работать как в автономном режиме, гак и совместно с KB трансивером. Автономная работа радиостанции рассматривалась как вспомогательная, и при этом решено было ограничиться только телеграфным режимом работы. Основной блок радиостанции (рис. 12) представляет собой маломощный телеграфный трансивер на диапазон 21 МГц, выполненный на основе приемника прямого преобразования частоты. Трансивер можно подразделить на приемный тракт, передающий тракт и общий перестраиваемый гетеродин.

(рис. 12 )

Приемный тракт содержит входной смеситель, выполненный - на диодах 4Д1—4Д4, и четырехкаскадный усилитель низкой частоты — транзисторы 4Т1—4Т5.

Передающий тракт содержит удвоитель, выполненный на диодах 4Д7, 4Д8, и усилитель — на транзисторе 4Т8.

Гетеродин состоит из LC-автогенератора и буферного каскада на транзисторах 4Т6 и 4Т7.

Сигнал с выхода одного из трансвертеров, 144/21 или 432/21 МГц, поступает на входной контур приемного тракта 4L1 4С2 и далее через катушку связи 4L2 на входной смеситель, собранный на диодах 4Д1—4Д4. Смеситель выполнен по схеме, предложенной радиолюбителем В. Поляковым (RA3AAE), и содержит две ветви на встречно-параллельных диодах. Для стабилизации режима смесителя введена цепь автосмещения, состоящая из конденсаторов 4С3, 4С4 и резистора 4R1. С выхода смесителя низкочастотный сигнал поступает на двухзвенный LC-фильтр 4L3 4L4 4С5 4С6 4С7, имеющий частоту среза около 3 кГц. Нагрузкой фильтра служит первый каскад усилителя низкой частоты, выполненный на транзисторе 4T1 База следующего транзистора 4Т2 гальванически связана с коллектором 4Т1, и оба транзистора охвачены общей отрицательной обратной связью по постоянному току с помощью резистора 4R2. Далее низкочастотный сигнал через регулятор усиления R2 поступает на третий каскад. Нагрузкой транзистора 4Т3 служит согласующий трансформатор, обеспечивающий парафазное возбуждение транзисторов 4Т4 и 4Т5, входящих в состав двухтактного выходного каскада. Трансформаторная схема позволила получить большой коэффициент усиления двух последних каскадов, а также обеспечила возможность подключения как низкоомной, так и высокоомной нагрузки.

Перестраиваемый гетеродин выполнен на транзисторе 4Т6 по трехточечной емкостной схеме. Для перестройки частоты служит варикап 4Д5, постоянное напряжение на который поступает через резистор 4R14. Управляющее напряжение поступает с переменного резистора R5, входящего в состав схемы межблочных соединений (см. рис. 14). В состав делителя также входят резистор R6, ограничивающий минимальное напряжение на варикапе 4Д5, а также резисторы R3 и R4, поочередно подключаемые контактами реле Р1/2. В режиме передачи подключается постоянный резистор R4, а в режиме приема — переменный резистор R3. Резистор R3 служит для расстройки частоты приема относительно частоты передачи. Расстройка необходима для поиска сигналов отвечающих радиостанций при работе “на общий вызов”, а также для настройки на частоту вызываемой радиостанции. Так, например, если сигнал вызываемой радиостанции принимается с тоном около 1 кГц, то для совмещения частот обоих корреспондентов при передаче должна автоматически включиться расстройка на 1 кГц. Дело, однако, осложняется тем, что приемник прямого преобразования имеет низкочастотный зеркальный канал приема, т. е. прием с тоном 1 кГц может происходить при настройке гетеродина как выше, так и ниже частоты принимаемой станции. Ясно, что если автоматически включаемая расстройка имеет определенный знак, то в одном случае, при настройке на основной канал, произойдет совмещение частот корреспондентов, а в другом случае, при настройке на зеркальный канал, расстройка достигнет двойного значения. Для проверки правильности настройки служит кнопка Кн1. При нажатии кнопки отключается расстройка приемника. В результате при правильной настройке на частоту корреспондента тон принимаемой станции понижается до нуля, а при настройке на зеркальный канал тон повышается в 2 раза. Кнопка также помогает оперативно настроиться на частоту корреспондента. Для этого надо при нажатой кнопке настроиться на нулевые биения.

С автогенератора сигнал поступает на вход буферного каскада, выполненного на транзисторе 4Т7. Каскад служит для устранения влияния нагрузки на частоту гетеродина. Транзистор 4Т7 включен по схеме усилителя с общим эмиттером. Транзистор нагружен на контур 4L8 4С25, настроенный на частоту 10,5 МГц. Связь осуществлена посредством обмотки 4L7. Далее сигнал разветвляется на два направления. Через катушку связи 4L6 напряжение гетеродина поступает на входной смеситель приемного тракта, который по принципу работы требует подачи сигнала гетеродина на половинной частоте. Через катушку связи 4L9 напряжение с частотой 10,5 МГц поступает на удвоитель, выполненный на диодах 4Д7, 4Д8. Одновременно диоды выполняют роль коммутирующих элементов для осуществления телеграфной манипуляции. Для этого диоды включены по постоянному току в диагональ моста, образованного резисторами 4R22—4R25. При нажатом ключе резистор 4R24 соединен с “землей” и напряжение в диагонали сбалансированного моста равно нулю. В результате диоды 4Д7, 4Д8 открываются высокочастотным напряжением, поступающим через катушку связи 4L9, и на выходе образуется напряжение удвоенной частоты. При отжатом ключе мост разбалансирован и на диоды поступает запирающее напряжение. Остаточная емкость диодов в данной схеме не имеет значения, так как емкостные токи диодов равны и противоположны по знаку.

Для улучшения качества манипуляции служит конденсатор 4С30, ограничивающий скорость изменения постоянного напряжения в диагонали моста. Для того, чтобы конденсатор 4С30 не шунтировал выход удвоителя, в схему введен дроссель 4L10.

С выхода удвоителя сигнал поступает на вход буферного каскада, выполненного на транзисторе 4Т8. Транзистор с помощью катушки связи 4L11 нагружен на контур 4L12 4С33, настроенный на частоту 21 МГц. Для регулировки уровня сигнала с частотой 21 МГц служит потенциометр R1, включенный в коллекторную цепь транзистора.

Принципиальная схема блока питания и межблочных соединений

(рис. 13 - щелкните мышью для получения большого изображения)

Схема блока питания показана на рис. 13. Переменное напряжение около 30 В поступает на мостовой выпрямитель 5Д1—5Д4 с обмотки силового трансформатора 5Тр1. На выходе выпрямителя имеются сглаживающие конденсаторы 5С1, 5С2. С конденсаторов постоянное напряжение около +40В поступает на последовательный стабилизатор напряжения, выполненный на составном эмиттерном повторителе 5Т7,5Т2. Напряжение на входе повторителя определяется цепочкой из двух стабилитронов 5Д5, 5Д6. Для защиты от перегрузки стабилизатор снабжен плавким предохранителем 5Пр2.Выходное напряжение стабилизатора + 28В подается далее еще на одну ступень стабилизации, предназначенную для питания маломощных каскадов приемного тракта радиостанции напряжением + 12 В. Эта ступень содержит эмиттерный повторитель — транзистор 5Т3 и параметрический стабилизатор в цепи базы — стабилитрон 5Д7. Для предотвращения перегрузки также имеется предохранитель 5Пр3. Несмотря на свою простоту, оба стабилизатора обеспечивают достаточное постоянство питающих напряжений.

(рис. 14 )

Схема межблочных соединений показана на рис. 14. Основная коммутация при переходе с диапазона на диапазон осуществляется с помощью переключатели В1. На схеме данный переключатель показан в положении “1296 МГц”. При этом контактные группы В1.1—В1.4 обеспечивают последовательное соединение блоков 3, 1 и 4. Переключение цепей питания осуществляется контактными группами B1.5 и В1.6. В положении “1296 МГц” питание +28 В поступает на трансвертер 1296/144 МГц, а также через цепочку Д1, Д2 на трансвертер 144/21 МГц. Стабилитрон Д2 служит для снижения напряжения питания передающего тракта 144 МГц, так как для возбуждения трансвертера 1296/144 МГц требуется пониженный уровень мощности. Питание +12В поступает на трансвертер 1296/144 МГц непосредственно, а на трансвертер 144/21 МГц через диод Д4. В положении переключателя B1 “144 МГц” диоды Д1 и Д4 запираются и питание поступает только на трансвертер 144/21 МГц.

Переключатель В2 предназначен для перехода из автономного режима в режим работы совместно с коротковолновым SSB трансивером. Сформированный SSB сигнал поступает с предоконечного каскада KB трансивера на гнездо Гн5. Требуемая мощность возбуждения не превосходит 1—3 мВт. Точная подстройка уровня возбуждения осуществляется переменным резистором R8. В автономном режиме уровень возбуждения регулируется резистором R1 Для регулировки усиления приемника служит потенциометр R2.

Стабилизация напряжения питания варикапа, входящего в блок 4, осуществлена с помощью стабилитрона ДЗ. Потенциометр R5 служит для настройки трансивера диапазона 21 МГц, а переменный резистор R3 — для расстройки частоты приема относительно частоты передачи. Гнезда Гн6 и Гн7 являются соответственно высокоомным и низкоомным выходами усилителя низкой частоты. Для переключения радиостанции из режима приема в режим передачи служит реле PL Реле управляется с помощью кнопки или педали В4, подключаемой к гнездам Ш1. При замыкании кнопки В4 реле Р1 срабатывает и через контакты Р1/1 на соответствующий трансвертер подается напряжение +28 В. Контакты Р1/2 служат для переключения цепей расстройки, а контакты Р1/3 — для управления антенными реле Р2—Р4.

Общие вопросы конструирования

Радиостанция смонтирована на четырех платах из одностороннего фольгированного стеклотекстолита. Монтаж выполнен на опорных точках, которые образованы кольцевыми канавками, вырезанными в фольге. Для изготовления таких канавок можно воспользоваться простейшим приспособлением, внешний вид которого показан на рис. 15.

Приспособление состоит из центральной иглы 1, миниатюрного резца 2 и крепежной детали. Игла и резец изготовлены из отслуживших свой срок зубоврачебных боров. Для заточки удобно воспользоваться небольшим абразивным камнем или алмазным надфилем. Крепежная деталь изготовлена из стальной втулки 3 диаметром 6 мм. Боры вставлены в два отверстия, просверленные во втулке, и закреплены двумя винтами МЗ. Для надежного крепления боров на их боковых поверхностях желательно снять фаску. Хвостовик иглы должен быть длиннее хвостовика резца для того, чтобы его можно было зажать в патрон сверлильного станка или дрели. Однако не представляет большого труда сделать кольцевые канавки вручную. Для этого удобно зажать приспособление в ручные ювелирные тиски. Не следует прикладывать излишнее усилие и стараться прорезать канавку за один заход, так как это ведет к появлению задиров. Резец должен быть заточен так, чтобы ширина канавки равнялась 0,5—0,8 мм. При этом диаметр опорного кружка должен составлять около 5 мм. Конечно, данное приспособление можно изготовить любым другим образом. Можно использовать специально заточенное сверло или в простейшем случае измеритель из чертежной готовальни. Одну из иголок надо перевернуть и заточить в виде резца. Для придания большей жесткости полезно стянуть ножки измерителя проволочным бандажом.

Для изготовления плат лучше всего использовать односторонний фольгированный стеклотекстолит толщиной 2 мм. Применение двухстороннего фольгированного стеклотекстолита увеличивает емкость опорных кружков на “землю” и поэтому допустимо только для изготовления плат для диапазонов 432 МГц и ниже. Все платы имеют одинаковый размер 165x210 мм.

На вырезанные по таким размерам и очищенные от грязи и окиси куски фольгированного стеклотекстолита накладываются чертежи плат и с помощью острого шила или керна намечаются центры всех отверстий и опорных кружков. После того, как просверлены все необходимые отверстия и прорезаны все канавки, надо окончательно зачистить платы мелкозернистой шкуркой и промыть теплой водой с мылом. Полезно также покрыть поверхность платы спиртовым раствором канифоли, что предохранит фольгу от окисления.

Пайка деталей производится “в накладку”. Необходимо следить за тем, чтобы при пайке было достаточное количество канифоли, так как в противном случае могут произойти перегрев и отслоение опорной площадки. При монтаже лучше использовать паяльник мощностью 90—100 Вт. Такой паяльник благодаря большей теплоемкости лучше сохраняет температуру, что особенно важно при пайке заземленных выводов деталей. Жало паяльника удобно загнуть под углом 45° и сделать его конец более тонким. Если паяльник перегревается, то полезно последовательно с ним включить дополнительное сопротивление 50— 100 Ом или бумажный конденсатор емкостью 5—10 мкФ. Еще лучше для регулировки мощности применить тиристорный регулятор. Пригоден также обычный регулируемый автотрансформатор — ЛАТР.

Метод монтажа на опорных точках был вначале использован для макетирования отдельных узлов, однако оказался достаточно удобным и надежным для изготовления законченных конструкций. Так, изготовленный данным способом трансвертер диапазона 432 МГц был испытан на всесоюзных соревнованиях “Полевой день” и после транспортировки в кузове грузового автомобиля на расстояние более 500 км не потребовал какой-либо подстройки.

В дальнейшем диапазон применения такого монтажа был расширен до 1296 МГц. К преимуществам подобного монтажа по сравнению с традиционным, печатным, надо отнести то, что практически вся поверхность платы покрыта фольгой, выполняющей роль “земли”. Весь монтаж выполнен на небольшой высоте над “землей”, что значительно уменьшает паразитные межкаскадные связи и позволяет отказаться от экранирующих перегородок. Увеличивающаяся при этом паразитная емкость по отношению к “земле” не играет существенной роли, так как транзисторы в отличие от ламп имеют низкие входные и выходные сопротивления.

рис. 16

Для реализации цепей согласования и фильтрации использованы отрезки воздушных полосковых линий. На рис. 16 показана зависимость волнового сопротивления такой линии от диаметра проводника и расстояния до “земли”. Видно, что, изменяя это расстояние, можно в некоторых пределах изменять волновое

 сопротивление линии. Если выбрать размер отрезка линии равным четверти длины волны, то мы получим четвертьволновый трансформатор с переменным коэффициентом трансформации. В случае, когда хотя бы ориентировочно известны сопротивления источника и нагрузки, волновое сопротивление

трансформирующей линии можно определить по формуле W_ТР = (R_И*R_Н)^1/2 Здесь W_ТР — волновое сопротивление линии; R_И — выходное сопротивление источника; R_Н — входное сопротивление нагрузки. Необходимо помнить, что

четвертьволновая линия трансформирует не только активные, но и реактивные сопротивления. При этом происходит изменение знака реактивности. Так, индуктивность L трансформируется в емкость С, причем справедливо соотношение —

 Х_с X_L = W²_ТР, где Х_с = — 1/(2πfС); X_L = 2πfL; здесь Х_с и X_L — реактивное сопротивление в омах; f — частота в герцах, С — емкость в фарадах; L —

индуктивность в генри.

На рис. 17,а показана зависимость реактивного сопротивления разомкнутой, а на рис. 17, б замкнутой линии в зависимости от ее длины.

рис. 17

Видно, что при длине разомкнутой линии менее 1/4 длины волны входное реактивное сопротивление линии отрицательно, т. е. носит емкостный характер. Такой отрезок линии можно использовать как подстроечный конденсатор. Емкость конденсатора можно регулировать изменением расстояния между линией и землей. Если размер плоской линии менее 1/8 длины волны, ее емкость с достаточной точностью описывается формулой плоского конденсатора C = 0,9 S/d, здесь С — емкость в пикофарадах; S — площадь линии в квадратных сантиметрах; d — зазор между линией и землей в миллиметрах.

Как видно из рис.17, для реализации индуктивности можно использовать замкнутый отрезок линии длиной до четверти длины волны (до 0,25l ) или разомкнутый отрезок линии длиной от 0,25l до 0,5l. При увеличении длины линии картина периодически повторяется. Так, например, разомкнутая линия длиной от 0,5l до 0,75l , снова имеет емкостное сопротивление. На практике такой режим работы применяется редко, так как из-за потерь в линии (на рис. 17 показано реактивное сопротивление идеальной линии без потерь) добротность эквивалентного конденсатора будет ниже, чем в случае линии длиной от 0 до 0,25l.

Теперь, когда рассмотрены способы реализации индуктивности и емкости, перейдем к способам реализации резонансных контуров. Как известно, резонанс электрического контура, состоящего из конденсатора С и катушки L, наступает тогда, когда емкостное сопротивление конденсатора равно индуктивному сопротивлению катушки: Хс=—ХL. Если перейти к отрезкам линий, то получится, что резонансный контур можно составить из замкнутого отрезка линии длиной менее 0,2l(индуктивность) и разомкнутого отрезка линии длиной также менее 0,25l. В частном случае, когда оба отрезка линии имеют одинаковое волновое сопротивление, суммарная длина составит четверть длины волны. Получится так называемый четвертьволновый резонатор, эквивалентный параллельному резонансному контуру. Если такой резонатор разбить на два отрезка, то в месте разреза реактивное сопротивление одного отрезка всегда будет равно и противоположно по знаку реактивному сопротивлению другого. Резонатор можно составить из линий с разными волновыми сопротивлениями. При этом если волновое сопротивление емкостного отрезка меньше волнового сопротивления индуктивного (замкнутая линия уже разомкнутой), то суммарная длина резонатора будет меньше 0,25l. Это позволяет уменьшить размеры резонатора. Для уменьшения размеров резонатора можно также заменить емкостную линию сосредоточенной емкостью, в качестве которой обычно используется подстроечный конденсатор с керамическим или воздушным диэлектриком. Однако следует иметь в виду, что на высоких частотах в чистом виде нет сосредоточенных элементов, так как размеры этих элементов и их выводов соизмеримы с длиной волны. В качестве примера рассмотрим, как зависит эквивалентная емкость конденсатора от индуктивности его выводов. Суммарное реактивное сопротивление можно записать в виде

Х = 1/(2πfC_экв) = 2πfL — 1/(2πfC) ; здесь С_экв — результирующая емкость конденсатора; L — индуктивность выводов; С — емкость конденсатора без учета индуктивности выводов. Отсюда эквивалентная емкость конденсатора

C_экв = 1/(1/C – 4π ²f ²L) = 1/(1 – 4π ²f ²LC)

Видно, что если рабочая частота стремится к нулю, то эквивалентная емкость не отличается от собственной емкости конденсатора. С ростом частоты, а особенно при приближении к резонансу, влияние индуктивности выводов увеличивается. Резонанс наступает на частоте, при которой знаменатель выражения обращается в нуль, т. е. 1-4π² f ²_рез LC = 0, отсюда f_рез=1/(2π(LC) ^1/2).

Это известная формула для определения резонансной частоты контура. Выше резонансной частоты выражение для эквивалентной емкости становится отрицательным. Это означает, что при этом реактивность меняет знак и конденсатор имеет индуктивное сопротивление, т. е. эквивалентен катушке индуктивности. Чем больше емкость конденсатора, тем ниже его собственная резонансная частота. В результате часть разделительных и подавляющее большинство блокировочных конденсаторов, применяемых в УКВ аппаратуре, работают на частотах выше собственного резонанса. Это означает, что качество блокировки при этом мало зависит от номинальной емкости конденсатора и определяется только его собственной индуктивностью. Чем меньше длина выводов и чем меньше собственные размеры конденсатора, тем выше качество блокировки. При этом радиолюбители могут уменьшать длину выводов практически до нуля.

Существенное влияние оказывает индуктивность выводов на работу транзисторов. Главную роль при этом играет индуктивность вывода, общего для входной и выходной цепи. Так, в схеме транзисторного усилителя с заземленным эмиттером большое влияние на коэффициент усиления оказывает индуктивность эмиттерного вывода. Наличие этой индуктивности приводит к появлению отрицательной обратной связи, понижающей усиление каскада. Индуктивность в большой степени определяется тонкой проволочкой, соединяющей вывод транзистора с кристаллом. Однако длина вывода также играет существенную роль, поэтому надо по возможности ее уменьшать. При этом не надо слишком опасаться возможности перегрева транзистора, так как тонкая проволочка является теплоизолятором между выводом и кристаллом транзистора. Важно только делать пайку быстро, чтобы не перегреть корпус транзистора. Индуктивности базового и коллекторного выводов не имеют столь большого значения, так как они могут быть включены в состав согласующих контуров.

Индуктивность базового вывода имеет большое значение при включении транзистора по схеме с общей базой. Наличие этой индуктивности приводит к появлению положительной обратной связи, а не отрицательной, как в случае включения транзистора с общим эмиттером. Это приводит к тому, что каскад, выполненный по схеме с общей базой, часто склонен к самовозбуждению. Тем не менее эта схема имеет свои достоинства, так, например, она более эффективна в умножителях частоты. Данная схема также применяется для усиления мощности на частотах выше 1 ГГц. Специально разработанные для этого транзисторы снабжены массивным выводом базы, имеющим минимальную индуктивность. Однако и при этом, как правило, приходится принимать специальные меры по обеспечению устойчивости усиления. Одной из таких мер является включение последовательно с эмиттерным выводом резистора сопротивлением около 10 Ом. Чем больше сопротивление резистора, тем выше устойчивость каскада и тем меньше коэффициент усиления. Считается нормальным, если коэффициент усиления таких усилителей составляет от 5 до 10 раз.

Рассмотрим теперь требования, предъявляемые к дросселям, применяемым в УКВ аппаратуре. Дроссели обычно входят в цепи питания транзисторных усилителей по постоянному току. Основную опасность при этом представляет возникновение так называемых дроссельных колебаний. Дело в том, что с понижением частоты усиление транзистора растет, и благодаря наличию в коллекторной и базовой цепи больших индуктивностей могут возникнуть условия самовозбуждения. Поэтому прежде всего надо стараться обойтись вообще без дросселей в том случае, если в этом нет большой необходимости. Например, входное и выходное сопротивления маломощного транзистора на частотах порядка нескольких сотен мегагерц составляет 50—200 Ом. Отсюда видно, что если коллекторное питание поступает через резистор 1—2 кОм, это приведет к падению коэффициента усиления не более чем на 5—10%. Ясно, что применение дросселей в таком случае не имеет большого смысла. Если же без дросселя обойтись нельзя, то надо стремиться уменьшить его индуктивность. В ламповых конструкциях обычно рекомендовалось применять четвертьволновые дроссели, т. е. дроссели, изготовленные из провода длиной около 0,25V. В транзисторных конструкциях эту длину надо уменьшить в 2—3 раза.

Конструкция трансвертера 144/21 МГц

Трансвертер смонтирован на плате из фольгированного стеклотекстолита размером 210x165 мм (рис. 18).

(рис. 18)

Несколько необычный вид имеют резонансные контуры, обеспечивающие селекцию сигналов на частотах выше 100 МГц. Это укороченные емкостью четвертьволновые резонаторы, которые для уменьшения габаритов свернуты в компактную конструкцию. Ненагруженная добротность такого резонатора равна 250. Примерно такую же добротность имеет обычный контур из посеребренного провода, однако такой контур имеет заметно большее поле рассеяния, что может потребовать дополнительных мер по экранировке каскадов трансвертера. Резонаторы выполнены из посеребренного провода диаметром 0,8 мм. Высота линии над платой около 2,5 мм. При уменьшении высоты линии поле рассеяния уменьшается, но при этом также падает добротность. Для придания жесткости линия опирается с помощью небольшого отрезка провода. Следует сразу заметить, что она дополнительно согнута в вертикальной плоскости под углом около 45°. Лишь на опорную площадку, стоящую ближе всего к заземленному концу резонатора, линия опирается с помощью небольшого отрезка провода. Следует сразу заметить, что размеры линии и ее конфигурация не очень критичны, так как подстроенный конденсатор обеспечивает перестройку резонатора в очень большом диапазоне частот. Диаметр провода также можно менять в пределах по крайней мере 0,8—1 мм. Бороздка, разделяющая первые каскады гетеродина и выходные каскады передающего тракта, выполняет роль теплового изолятора, препятствующего нагреву деталей кварцевого генератора теплом, распространяющимся от выходных каскадов по медной фольге.

Все маломощные транзисторы вставлены в отверстия, просверленные в плате. Транзисторы вставлены с обратной стороны платы и опираются на ободок, имеющийся на их корпусе. Если толщина платы превышает 1 —1,5 мм, то отверстия, предназначенные для входных транзисторов приемного тракта 1Т9, 1Т10, необходимо раззенковать с обратной стороны сверлом большего диаметра с таким расчетом, чтобы донышко транзистора находилось на одной высоте с фольгированной стороной платы. Транзисторы двух последних каскадов передающего тракта снабжены радиаторами, поэтому для них необходимо сделать отверстия по внешнему диаметру транзисторов. Лучше, если отверстия будут иметь шестигранную форму, так как это не даст транзистору вращаться при затягивании радиатора. В выходном каскаде применен транзистор типа КТ907А, у которого эмиттерный вывод соединен с корпусом. Для уменьшения индуктивности эмиттерного вывода между транзистором и радиатором необходимо вставить прокладку из медной фольги. Концы прокладки выводятся наверх и припаиваются к плате. Следует также обратить внимание на минимальную длину выводов конденсатора 1С5, включенного между базой и эмиттером выходного транзистора.

В остальном монтаж не имеет существенных особенностей. Он полностью выполнен на фольгированной стороне платы, за исключением проводников, показанных на чертеже платы пунктиром.

При подборе деталей для трансвертера полезно учесть, что номиналы большинства конденсаторов некритичны. Это прежде всего относится к блокировочным конденсаторам, стоящим в цепях питания. Как указывалось, эти конденсаторы работают на частотах выше частоты собственного резонанса, где определяющую роль играет не емкость конденсатора, а его паразитная индуктивность. Поэтому емкость этих конденсаторов можно менять в пределах от 500 до нескольких тысяч пикофарад. Некритичны также емкости разделительных конденсаторов, осуществляющих связь транзисторов с резонансными контурами. Их значение можно без ущерба изменять по крайней мере в пределах от —50 до + 100%.

Дроссели 1L2, 1L3 и 1L5 бескаркасные, изготовлены из провода ПЭВ-2 0,3 длиной 150 мм. Провод намотан на оправку диаметром 2,5 мм. Катушки 1L1, 1L10, 1L11 бескаркасные, намотаны на оправке диаметром 9 мм посеребренным проводом диаметром 0,8 мм. Катушка 1L1 имеет три витка, длина намотки 7 мм. Катушки 1L10 и 1L11 имеют по восемь витков при длине намотки 14 мм. Катушка 1L10 имеет отвод от 1,25 витка, а катушка 1L11 от 3,75 витка, если считать от заземленного конца. Катушки 1L9, 1L14, 1L18 намотаны на каркасы диаметром 5 мм проводом ПЭВ-2 0,15, число витков 18. Для подстройки применены сердечники из карбонильного железа с резьбой М4.

В трансвертере применены конденсаторы типов КМ и КТ, резисторы МТ и МЛТ

Конструкция трансвертера 432/21 МГц

(рис. 19)

Трансвертер смонтирован на плате из фольгированного стеклотекстолита размером 210x165 мм (рис. 19). На плате отсутствуют экранирующие перегородки. Это стало возможным, в частности, благодаря применению свернутых в петлю четвертьволновых резонаторов. Дело в том, что в обычно применяемых резонаторах, изготовленных из прямолинейного отрезка линии, точки заземления линии и укорачивающего конденсатора разнесены на плате на длину резонатора. При этом контурный ток, значительный в добротном резонаторе, преодолевает участок платы, неизбежно растекаясь по его поверхности. Такие “блуждающие” токи приводят к возникновению нежелательных связей между резонаторами. В свернутом в петлю резонаторе путь для контурного тока значительно сокращается.

Все резонаторы изготовлены из посеребренного провода диаметром 1,2— 1,5 мм. Зазор между линией и платой около 1 мм. Следует уделить внимание качеству пайки линии к “земле”. Учитывая высокую теплопроводность медной фольги, пайку лучше производить паяльником мощностью 90—100 Вт. Как показал опыт, резонаторы обладают достаточной жесткостью. Однако, если возникают сомнения, можно закрепить линию в месте изгиба еще на одну опорную точку. При этом лучше не разрезать фольгу непосредственно под линией, а отнести опорный кружок на 5—6 мм в сторону, например в центр изгиба, и закрепить линию с помощью короткого отрезка провода. Смесительный диод, не выдерживающий перегрева и не допускающий пайку к его электродам, закреплен на плате механически. Для этого к выводу, имеющему резьбу, привинчен лепесток из медной фольги. Лепесток припаян к опорной точке, заземленной по высокой частоте с помощью конденсатора 2С58. Второй электрод смесительного диода соединен с линией 2L22 с помощью отрезка провода диаметром 0,8 мм. Для обеспечения контакта электрод обернут двумя — тремя витками провода.

Связь с гетеродином осуществлена с помощью отрезка посеребренного провода диаметром также 0,8 мм. Для устранения возможности замыкания на конец проводника надета хлорвиниловая трубочка длиной около 10 мм. Вместо использованного диода ДКС7М можно применить любой другой смесительный диод, скажем Д403, Д405 и т. д. Необходимо соблюдать особую осторожность при подключении диода к схеме, так как в результате разряда статического электричества диод может испортиться. Самое неприятное заключается в том, что при этом отсутствуют какие-либо внешние признаки выхода диода из строя. Диод по-прежнему исправно детектирует напряжение гетеродина, без труда можно установить заданный ток смесителя, однако коэффициент передачи падает в 10 раз и более. Чтобы этого не произошло, нужно перед установкой диода взяться за плату второй рукой. При пайке соединительного проводника к линии 2L22 необходимо соединить этот проводник пинцетом с “землей”. Заодно пинцет послужит дополнительным теплоотводом.

Что касается остальных деталей трансвертера, то наибольшую осторожность надо соблюдать при пайке маломощных высокочастотных транзисторов.

Наибольшую опасность представляют токи утечки с нагревателя на жало паяльника, поэтому при монтаже лучше соединить корпус паяльника с платой. В остальном конструкция трансвертера не имеет каких-либо особенностей по сравнению с трансвертером 144/21 МГц. Мощные транзисторы также снабжены радиатором, и под транзистор КТ907А подложена полоска медной фольги, соединяющей корпус транзистора с платой. Следует также укоротить до минимума длину выводов конденсатора 2С4, включенного между эмиттером и базой выходного транзистора.

В трансвертере применены конденсаторы типов КМ и КТ. Номиналы конденсаторов, емкости которых превышают 50 пФ, некритичны и могут быть изменены в пределах от —50 до +100%.

Дроссели 2L2, 2L3, 2L5, 2L7, 2L15 — бескаркасные, изготовлены из отрезка провода марки ПЭВ диаметром 0,3—0,4 мм. При изготовлении провод длиной 70 мм наматывается виток к витку на оправку диаметром 2 мм. Длина дросселя не играет существенной роли и может изменяться в зависимости от условий монтажа.

Катушки 2L1, 2L4 и 2L6 бескаркасные, намотаны на оправке диаметром 5 мм посеребренным проводом диаметром 0,8 мм. Катушки 2L1 и 2L6 имеют по два витка, а катушка 2L4 — три витка. Шаг намотки 2 мм.

Катушка 2L12 бескаркасная, диаметр оправки 9 мм, диаметр провода 0,8 мм. Катушка имеет восемь витков с отводами от полуторного витка, если считать от заземленного конца. Длина намотки 11 м.

Катушка 2L13 бескаркасная, намотана посеребренным проводом 0,8 мм на оправке диаметром 7 мм. Длина намотки 7 мм, число витков четыре. Отвод для связи с коллектором транзистора 2Т8 сделан от полуторного витка, а для связи с базой транзистора 2Т9 — от четвертого витка, считая от заземленного конца.

Катушки 2L11, 2L18 и 2L23 намотаны на каркасе диаметром 5 мм. Марка провода ПЭВ-2 0,15, число витков 18. Подстройка осуществляется сердечником из карбонильного железа с резьбой М4.

Конструкция трансвертера 1296/144 МГц

Трансвертер смонтирован на плате из фольгированного стеклотекстолита размером 210x165 мм (рис. 20).

рис. 20 )

В конструкции трансвертера имеется целый ряд особенностей, поэтому рассмотрим эту конструкцию более подробно.

Исключение составляют лишь первые каскады гетеродинного тракта, которые мало отличаются от аналогичных каскадов трансвертера 432/21 МГц. Поэтому остановимся лишь на последних каскадах гетеродина. В приемном тракте это последний утроитель частоты, выполненный на транзисторе 3Т14. Сигнал на утроитель поступает с полосового фильтра, резонаторы которого изготовлены из посеребренного провода диаметром 1,5 мм. В цепь связи входят линия 3L30 и емкостный шлейф 3С72, изготовленные из посеребренного провода диаметром 0,8 мм. Более подробно этот участок платы показан на рис. 21.

рис. 21

Емкостный шлейф 3С72 может быть заменен малогабаритным подстроечным конденсатором емкостью 1—5 пФ. На фотографии видно, что для устранения опасности замыкания линии 3L30 на “землю” под линию подложена фторопластовая пленка. Резонаторы, входящие в полосовой фильтр, установленный на выходе утроителя, также изготовлены из провода диаметром 1,5 мм. Зазор между линией и платой 1,0 мм. Роль подстроенных конденсаторов выполняют емкостные шлейфы, изготовленные из провода диаметром 0,8 мм. Конденсатор связи, обозначенный на принципиальной схеме как 3С67, также выполнен в виде отрезка провода. Провод припаян к левому по схеме резонатору. Связь можно регулировать подгибанием или отгибанием проводника от “горячего” конца правого резонатора. При регулировке оказалось, что емкость этого проводника на “землю” достаточна для настройки в резонанс линии 3L26, поэтому емкостный шлейф, обозначенный на схеме как 3С66, отсутствует. Однако для удобства настройки лучше укоротить линию 3L26 примерно на 5 мм и все же добавить емкостный шлейф длиной 5—10 мм.

Связь с диодным смесителем осуществляется с помощью отрезка линии, изготовленной из посеребренного провода диаметром 0,8 мм. Для создания емкости связи конец линии делает ³/4 оборота вокруг керамического корпуса диода. Для закрепления диода вокруг его электродов сделано по три витка посеребренного провода. Зазор между диодом и платой составляет 4 мм.

Усилитель высокой частоты приемного тракта содержит четвертьволновый короткозамкнутый шлейф 3L22 и два резонатор 3L23 и 3L24. Все они изготовлены из посеребренного провода диаметром 1,5 мм. Зазор между проводом и платой 0,8—1,0 мм. Для удобства настройки лучше укоротить линии 3L23 и 3L24 на 5 мм и добавить емкостные шлейфы из провода диаметром 0,8 мм, длиной 5—10 мм аналогично тому, как это сделано у линии 3L28.

Усилитель гетеродина, относящийся к передающему тракту, выполнен на транзисторах 3Т4—3Т6. Все три транзистора снабжены общим радиатором. Для этого в плате должны быть сделаны отверстия, соответствующие внешнему диаметру транзисторов. Транзисторы припаяны к плате таким образом, чтобы их теплоотводящие фланцы выступали на 1 мм с обратной стороны платы.

Варакторный диод закреплен на плате с помощью двух полосок медной фольги, обернутой вокруг его электродов. Толщина фольги 0,2 мм, ширина полосок 5 мм.

рис. 22

Полосовой фильтр (рис. 22), так же как и все подстроечные конденсаторы, стоящие в высокочастотной части передающего тракта, изготовлен из тонкой листовой меди толщиной 0,2 мм. Для придания жесткости линиям 3L9 и 3L10 у них сделаны бортики высотой 1 мм. К этим бортикам у “горячего” конца линии припаяно по две прямоугольные пластинки размером 6 х 6 мм. Эти пластинки являются частью конденсаторов связи 3С15, 3С17, 3С19. Ответные пластинки таких же размеров с помощью отрезков провода диаметром 0,8 мм припаяны к соответствующим опорным точкам. Изменяя зазор между пластинками, можно регулировать степень связи. Зазор между линиями 3L9, 3L10 и платой составляет 0,8—1,0 мм. Для настройки линий в резонанс служат лепестки размером 5 х 5 мм. Для снижения потерь на излучение линии окружены экраном. Высота экранирующих перегородок 16 мм.

Усилитель мощности выполнен на транзисторах 3Т1—3ТЗ. Транзисторы снабжены общим радиатором и припаяны к плате таким образом, чтобы теплоотводящие фланцы выступали с обратной стороны платы на 1 мм. На таких высоких частотах выводы транзисторов представляют собой отрезки полосковых линий. Поэтому во избежание нежелательных эффектов корпусы транзисторов, являющиеся заземленной обкладкой этих линий, лучше соединить с платой. Для этого служат полоски из тонкой медной фольги, проложенные между транзисторами и радиатором. Концы полосок выведены наверх и припаяны к плате. Следует обратить внимание на минимальную длину эмиттерных выводов.

Возбуждение на выходной каскад поступает по двум четвертьволновым линиям, изготовленным из посеребренного провода диаметром 0,8 мм. Зазор между линиями и платой составляет 1 мм. При этом важна только длина линий, а их конфигурация не играет особой роли.

Паразитная индуктивность конденсаторов 3С12, 3С2, 3СЗ входит в состав коллекторных' контуров, поэтому важно, чтобы размеры и тип этих конденсаторов соответствовали оригиналу. В противном случае настройка усилителя будет затруднена. На чертеже платы (рис. 20) не показаны цепи питания баз выходных транзисторов. В эти цепи входят диоды 3Д1, 3Д2 и резисторы 3R4, 3R7 стоящие вертикально около эмиттерного вывода транзисторов 3Т1, 3Т2, К верхним концам этих цепочек, состоящих из параллельно включенных диода и резистора, припаяны дроссели 3L3, 3L4. К этим же точкам припаяны резисторы 3R2 и 3R5. Другие концы дросселей 3L3, 3L4 присоединены к базам выходных транзисторов.

Размеры пластинок, выполняющих роль подстроечных конденсаторов, показаны на рисунке платы. Зазор между пластинками и платой подбирается при настройке и составляет 1 мм и менее. Вместо самодельных конденсаторов можно также применить малогабаритные керамические подстроечные конденсаторы емкостью 0,5—2,5 и 1—5 пФ. Выводы этих конденсаторов должны быть как можно более короткими.

В трансвертере применены резисторы типов МТ и МЛТ, конденсаторы типов КМ и КТ.

Дроссели 3L1—3L4, 3L7, 3L8, 3L14—3L16, 3L29 бескаркасные, намотаны на оправке диаметром 2 мм проводом ПЭЛ, ПЭВ-1 диаметром 0,2—0,3 мм. Длина провода 40 мм (для 3L14 и 3L15—80 мм).

Дроссель 3L27 бескаркасный, диаметр оправки 3,5 мм, провод ПЭЛ, ПЭВ-1 диаметром 0,4—0,5 мм, длина провода 200 мм.

Катушка 3L11 бескаркасная, намотана на оправке диаметром 9 мм, диаметр провода 0,8 мм, число витков четыре, длила намотки 5 мм. Катушка 3L12 бескаркасная, диаметр оправки 5 мм, диаметр провода 0,8 мм, число витков три, длина намотки 4 мм. Катушка 3L18 бескаркасная, диаметр оправки 9 мм, диаметр провода 0,8 мм, число витков 8, длина намотки 11 мм, отводы от первого витка, если считать от заземленного конца. Катушка 3L19 бескаркасная, диаметр оправки 7 мм, диаметр провода 0,8 мм, число витков три, длина намотки 5 мм, отводы от первого витка к транзистору 3Т9 и от 2,5 витка к транзистору 3Т10. Катушка 3L25 бескаркасная, диаметр оправки 5 мм, диаметр провода 0,8 мм, число витков пять, длина намотки 8-мм. Катушка 3L17 намотана на каркасе диаметром 5 мм, провод ПЭЛ, ПЭВ-1 диаметром 0,15, число витков 18. Для подстройки использован сердечник из карбонильного железа с резьбой М4.

Конструкция основного блока 21 МГц

Блок 21 МГц смонтирован на плате из фольгированного стеклотекстолита размером 210x165 мм. Чертеж платы и схема размещения деталей показаны на рис 23.

(рис. 23

Видно, что в данном случае применен тот же метод монтажа на опорных точках, который был использован при конструировании трансвертеров. Более низкие рабочие частоты позволяют не применять специальных мер по уменьшению индуктивности выводов. Поэтому в плате отсутствуют отверстия для крепления транзисторов, которые в случае высокочастотного монтажа позволяли свести к минимуму прежде всего индуктивность эмиттерного вывода.

На плате имеются две экранирующие перегородки. Одна из них экранирует катушку гетеродина, а вторая — оконечный каскад передающего тракта. Перегородки выполнены также из фольгированного стеклотекстолита и имеют высоту 30—35 мм. В остальном конструкция блока не имеет особенностей.

Катушка гетеродина 4L5 намотана на керамическом каркасе и имеет 12 витков провода диаметром 0,6—0,8 мм. Длина намотки 20—25 мм. Диаметр каркаса 18 мм. Катушки 4L1 и 4L12 намотаны на каркасах диаметром 8 мм и намотаны виток к витку проводом ПЭВ-2 диаметром 0,4—0,5 мм. Количество витков—12. Катушки связи 4L2 и 4L11 имеют по три витка.

Катушки 4L6—4L9 намотаны на общем тороидальном сердечнике К20х9х5 из феррита М30ВЧ2. Катушки намотаны проводом ПЭЛШО 0,3—0,4 и имеют соответственно: 4L6 — 2х3 витка, 4L7 — 4 витка, 4L8 — 12 витков, 4L9 — 2х1 витка. Катушки 4L6 и 4L9 намотаны двумя скрученными проводами; начало одного провода соединено с концом другого. Катушка 4L10 — дроссель типа Д-0,1 или любой другой индуктивностью 20—50 мкГн. Катушки 4L3, 4L4 имеют по 250 витков провода ПЭЛШО 0,1—0,15 и намотаны на ферритовых кольцах 2000НН К18х8х5.

Трансформаторы 4Тр1 и 4Тр2 применены от приемника ВЭФ12 или от любого другого переносного приемника. Подстроечные конденсаторы 4С2, 4С25 и 4СЗЗ — типа КПКМ. Подстроечный конденсатор 4С17 лучше выбрать с воздушным диэлектриком. Остальные конденсаторы типов КМ, КТ и К50-6. Резисторы — типа МЛТ-0,25.

Компоновка радиостанции

Радиостанция включает в себя четыре независимых высокочастотных блока смонтированных на одинаковых платах, и общий блок питания причем не накладывается какое-либо особое требование на длину соединительных кабелей и проводов. Это позволяет достаточно свободно компоновать радиостанцию и каждый радиолюбитель может выбрать наиболее удобный для себя вариант.

Один из возможных способов компоновки радиостанции показан на рис. 24. Данный вариант рассчитан исключительно для использования совместно с коротковолновым SSB трансивером, поэтому в нем отсутствует блок 21 МГц Радиостанция смонтирована в прямоугольном корпусе со съемными верхней и нижней крышками. Корпус имеет следующие размеры: ширина 370, глубина 300, высота 110 мм. На высоте 55 мм расположено шасси, которое делит корпус на верхний и нижний отсеки одинакового размера. В передней части шасси имеется окно шириной 80 мм, в которое помещен блок питания радиостанции. На передней панели закреплены переключатель диапазонов В1 и стрелочный индикатор, предназначенный для контроля токов выходных каскадов.

Все гнезда для подключения антенн, внешнего трансивера и цепей управления выведены на заднюю стенку для того, чтобы освободить пространство перед радиостанцией от большого количества соединительных кабелей и проводов

Отвод тепла от мощных транзисторных каскадов осуществляется с помощью медных или алюминиевых пластин толщиной 2—3 мм. Край каждой пластины загнут под углом 90° и закреплен на боковой стенке радиостанции. Таким образом, в качестве радиатора используется корпус радиостанции.

Настройка трансвертера 144/21 МГц

Настройку любой конструкции рекомендуется начинать с проверки правильности монтажа.

Настройку следует начинать с кварцевого автогенератора Прежде всего надо соединить базу транзистора 1Т5 с корпусом при помощи конденсатора емкостью 1000—5000 пФ. При этом кварцевый автогенератор превратится в обычный LC-генератор, частота генерации которого определяется контуром 1L9 1С19 1С20. Вращением сердечника катушки 1L9 надо установить частоту генерации, близкую к утроенной частоте кварцевого резонатора После этого блокирующий конденсатор отключается от базы транзистора 1Т5 и производится точная подстройка до положения, при котором вращение сердечника катушки 1L9 в наименьшей степени влияет на частоту генерации.

При наличии приемника с качественной шкалой или еще лучше электронно-счетного частотомера следует проверить частоту генерации и при необходимости ее скорректировать. Как известно, в схемах, работающих на механических гармониках кварцевого резонатора, электрические методы коррекции малоэффективны. Поэтому остается только изменять параметры самого резонатора. Проще всего обстоит дело, если применен кварцевый резонатор с внешними металлическими обкладками, т. е. без металлизации кварцевой пластины. Частоту такого резонатора можно без труда увеличить в пределах 3—5%, стачивая пластину на мелкозернистой наждачной бумаге. Понизить частоту такого резонатора до 0,5% номинального значения можно, натирая кусочком свинца или припоя центральную часть пластины. При этом надо учесть, что обработанная таким образом пластина подвержена старению в течение 2—3 суток. После этого изменение частоты прекращается и кварцевый резонатор работает достаточно стабильно. Значительно труднее корректировать частоту металлизированных кварцевых пластин. Если металлизация произведена серебром, то частоту резонатора можно повысить, уменьшая толщину покрытия с помощью чернильной резинки. При более прочном покрытии можно воспользоваться мелкозернистой абразивной бумагой. Перед включением кварцевого резонатора в схему необходимо протереть пластину тряпочкой, смоченной в спирте.

Далее приступают к настройке цепи умножителей гетеродинного тракта. При настройке умножителей, как, впрочем, и всех остальных каскадов трансвертера, необходимо контролировать режимы работы транзисторов по постоянному току. Удобнее всего измерять напряжение на коллекторе, так как при известном сопротивлении резистора, стоящего в коллекторной цепи, легко определить ток, протекающий через транзистор: I = (Е_п — E_K)/R_K, где I — ток, протекающий через транзистор, мА; E_п — напряжение источника питания, В; Е_к — напряжение на коллекторе транзистора, В; R_K — сопротивление коллекторного резистора, кОм.

Особенность измерения режима заключается в том, что это измерение надо проводить в рабочем состоянии, т. е. при наличии сигнала. Дело в том, что большинство транзисторов, примененных в радиостанции, работают в режиме больших сигналов, а это значит, что режимы работы по постоянному току и по высокой частоте взаимосвязаны. При этом подключение щупа измерительного прибора может повлиять на режим работы каскада по высокой частоте и, таким образом, внести ошибку в измерения. Другая опасность заключается в том, что даже при измерении режима транзистора, работающего в режиме малых сигналов, при присоединении щупа возможно самовозбуждение каскада. Такое самовозбуждение может значительно повлиять на режим работы транзистора и, таким образом, исказить результаты .измерений. Для того, чтобы подобные эффекты не возникали, надо производить измерения через резистор сопротивлением 10 кОм и более. Резистор надо закрепить на кончике щупа, для того чтобы проводник, подключенный к схеме, имел минимальную длину. Очевидно, что наличие добавочного резистора занижает показания вольтметра, однако возникающую погрешность нетрудно учесть. Для удобства измерений можно, например, перейти на меньший предел вольтметра, а затем, подобрав сопротивление внешнего резистора, вернуться к прежней шкале.

Налаживание первого утроителя, выполненного на транзисторе 1Т6, начинается с регулировки режима возбуждения. Подбором емкости конденсатора 1С22 надо добиться, чтобы постоянное напряжение на коллекторе транзистора составило 5—6 В. Это соответствует коллекторному току транзистора 1Т6 около 6 мА.

После этого приступают к настройке двухконтурного фильтра 1L10 1С25— 1L11 1С26. Настройка производится по максимуму коллекторного тока транзистора 1Т7, стоящего в следующей ступени умножителя. Необходимую степень возбуждения транзистора 1Т7 можно регулировать, изменяя точку подключения контуров фильтра к коллектору транзистора 1Т6 и базе транзистора 1Т7. При подборе отводов на катушках надо следить, чтобы оба контура были нагружены примерно в одинаковой степени. О значении нагруженной добротности контура можно судить по остроте настройки с помощью подстроечного конденсатора. Если один из контуров имеет более “тупую” настройку, то отвод на катушке следует перепаять ближе к заземленному выводу. При правильной настройке постоянное напряжение на коллекторе транзистора 1Т7 должно составлять 5—6 В.

Если размеры катушек 1L10 и 1L11 выдержаны достаточно точно, а подстроечные конденсаторы находятся примерно в среднем положении, опасность настройки фильтра на неправильную гармонику невелика. Однако если изменены размеры катушек или частота кварцевого генератора, полезно тем или иным способом проверить правильность настройки.

Можно, например, воспользоваться приемником, работающим в нужном диапазоне частот. Ко входу приемника надо подключить отрезок провода, другой конец которого поднести к контуру 1L10 1С25. При вращении подстроечного конденсатора 1С25 максимум громкости сигнала должен совпадать с максимумом коллекторного тока транзистора 1Т7. Возможности такого метода проверки ограничены тем, что большинство связных приемников имеет диапазон рабочих частот не более 25 МГц. Расширить диапазон принимаемых частот можно с помощью простейшей приставки, схема которой показана на рис. 25.

рис. 25

Приставка представляет собой кварцевый автогенератор, выполненный на транзисторе ГТ311. Одновременно транзистор выполняет функции смесителя, работающего на гармониках частоты кварцевого автогенератора. Для этого автогенератор с помощью отрезка кабеля подключен ко входу коротковолнового приемника. При налаживании гетеродинного тракта приставку с помощью короткого отрезка монтажного провода надо связать с контуром настраиваемого умножителя. Для этого достаточно изолированный конец монтажного провода поднести к “горячему” выводу контура. В силу того, что в приставке отсутствуют селективные цепи, прием происходит одновременно на многих гармониках автогенератора. Разобраться в многообразии сигналов помогает то, что заранее известны частоты кварцевого генератора гетеродина и кварцевого генератора приставки. В приставке можно применить любой кварцевый резонатор с собственной частотой от 8 до 15 МГц.

В качестве примера рассмотрим процесс настройки контура 1L10 1С25 на 61,5 МГц. Пусть в приставке использован кварцевый резонатор на частоту 9620 кГц, а проверка кварцевого генератора трансвертера показала, что его частота составляет 20 504 кГц. В этом случае сигнал на выходе утроителя будет иметь частоту 61 512 кГц. Такой сигнал можно прослушивать, используя четвертую или пятую гармонику гетеродина приставки. В первом случае сигнал следует искать на частоте 61512—9620*4 = 23 032 кГц. Во втором случае, который подходит для приемников, имеющих более узкий рабочий диапазон, сигнал надо искать на частоте 61512—9620*5 = 13412 кГц. Таким образом можно контролировать правильность настройки умножителей до частот 400—500 МГц.

В принципе, диапазон частот можно еще более расширить, если применить более высокочастотный транзистор и уменьшить емкость конденсаторов С2, С4. Правильность настройки умножителей можно также проверить с помощью резонансного волномера или в идеальном случае с помощью анализатора спектра. Продолжим рассмотрение методики настройки гетеродина трансвертера 144/21 МГц. После того как подано необходимое возбуждение на базу транзистора 1Т7, приступают к настройке контура 1L12 1С30 на частоту 123 МГц. Следующий за удвоителем каскад является усилителем на транзисторе 1Т8, работающем в режиме класса А. По этой причине коллекторный ток транзистора 1Т8 слабо зависит от напряжения возбуждения и не может служить для индикации настройки контура удвоителя 1L12 1С30. Поэтому настройку надо производить с помощью приемника или в простейшем случае с помощью высокочастотного пробника, подключаемого к тестеру. Схема пробника показана на рис. 26.

рис. 26

Тестер следует переключить на наиболее чувствительный предел измерения постоянного тока. Степень связи пробника с контуром можно регулировать, передвигая точку подключения его к катушке или линии.

После того как контур 1L12 1С30 настроен на нужную частоту, переходят к настройке оконечного усилителя гетеродинного тракта, выполненного на транзисторе 1Т8. Прежде всего подбором сопротивления резистора 1R20 необходимо установить коллекторный ток транзистора 1Т8 в пределах 7—8 мА. Подбор надо производить при отсутствии сигнала возбуждения. После этого на транзистор 1Т8 надо подать возбуждение и с помощью высокочастотного пробника настроить контур 1L13 1С34. На этом настройка гетеродина заканчивается.

Настройку приемного тракта надо начинать с установки режимов транзисторов 1Т9 и 1Т10 по постоянному току. Подбором резисторов 1R22 и 1R26 следует установить коллекторные токи транзисторов в пределах 2—2,5 мА. После этого смеситель подключается ко входу коротковолнового приемника, настроенного на частоту 21,2 МГц, и контур 1L18 1С50 1С51 1С52 настраивается по максимуму шума.

После этого высокочастотный пробник надо по очереди подключить к контурам 1L17 1С45, а затем к 1L16 1С43 и настроить полосовой фильтр по максимуму сигнала гетеродина. Затем, постепенно уменьшая емкость подстроечных конденсаторов, настроить полосовой фильтр по максимуму шума. Такая процедура регулировки гарантирует от настройки УВЧ на зеркальный канал. Входной контур IL15 1С39 можно настроить только при наличии входного сигнала. Таким сигналом может, например, служить пятая гармоника передатчика диапазона 28 — 29,7 МГц. Для этого надо зашунтировать вход конвертера резистором 75 Ом и в качестве антенны подключить отрезок провода длиной 10 — 15 см. Можно также попытаться принять сигналы радиостанций двухметрового диапазона. Однако наиболее удобно воспользоваться шумовым источником сигнала, так как при этом на процесс настройки не влияет нестабильность частоты и уровня принимаемого сигнала. В качестве такого источника можно использовать ламповый шумовой диод типа 2Д2С. Основное достоинство данного источника заключается в том, что он генерирует шумы известной мощности, и поэтому его можно использовать для измерения коэффициента шума приемника. К недостаткам можно отнести то, что максимальная интенсивность шума такого источника невелика (20—50 kT₀), к тому же чем больше интенсивность шума, тем больше температура катода и тем, следовательно, меньше срок службы диода.

По этой причине лучше поберечь шумовой диод для окончательной доводки приемника, а для предварительной настройки использовать, например, генератор шума на полупроводниковом диоде. Схема такого пробника показана на рис. 27.

рис. 27

Источником шума является эмиттерный переход транзистора КТ306, работающего в режиме пробоя обратным напряжением. При этом интенсивность генерируемого шума составляет несколько сотен kT₀. Это позволяет для улучшения КСВ пробника добавить на его выход аттенюатор на резисторах R2, R3 с коэффициентом ослабления 13 дБ. Пробник монтируется в небольшой коробочке, снабженной кабелем для подключения его ко входу приемника. При монтаже надо обратить особое внимание на минимальную длину выводов транзистора Т1, резисторов R2, R3 и конденсатора С2. Это особенно важно, если пробник планируется использовать для настройки трансвертеров 432/21 и 1296/144 МГц. Хороший результат был получен при применении в пробнике германиевого СВЧ диода ГА402. Диод имеет меньшую емкость и индуктивность выводов, что особенно важно на высокочастотных диапазонах. Наладка пробника сводится к установке тока через диод 1—3 мА. Для устойчивой работы желательно, чтобы напряжение источника питания в 2—3 раза превышало напряжение, при котором начинается пробой диода. Ток регулируется подбором сопротивления резистора R1.Конечно, список диодов и транзисторов, которые можно применить в данной схеме, не ограничивается приведенными типами. Каждый радиолюбитель может сам выбрать наилучший вариант.

С данным пробником можно легко настроить приемный тракт на максимальный коэффициент усиления. Для этого на выход основного приемника необходимо подключить тестер в режиме измерения переменного напряжения, а затем настройкой контуров и подбором межкаскадных связей добиться его максимальных показаний. Полосу пропускания приемного тракта трансвертера также легко определить по спаду показаний тестера при расстройке основного приемника. Полоса в основном определяется параметрами фильтра 1L16 1С43 1L17 1С45, а также нагруженной добротностью контура 1L18. Полосу можно расширить, увеличивая емкость конденсатора 1С44 и уменьшая коэффициент деления емкостного делителя 1С51, 1С52.

Окончательная настройка производится с помощью измерительного генератора шума. Методика такой настройки будет описана далее.

Затем можно переходить к настройке передающего тракта. Сначала необходимо установить режимы транзисторов по постоянному току. Подбором резистора 1R10 напряжение на коллекторе транзистора 1Т4 >устанавливается равным + 7 В, что соответствует току 10 мА. С помощью резистора 1R8 устанавливается режим транзистора 1ТЗ. Напряжение на коллекторе 1ТЗ должно быть равно +9 В (ток коллектора 20 мА). При регулировке начального тока предоконечного и оконечного транзисторов лучше измерять постоянное напряжение на коллекторе не относительно земли, а относительно плюсового провода. Падение напряжения на резисторе 1R4 должно равняться 4В (100 мА), а на резисторе 1R1—0,2 В (40 мА). После этого напряжение питания от транзисторов 1Т1 и 1Т2 необходимо временно отключить. Теперь можно приступить к настройке резонансных контуров. Первоначальная настройка производится в отсутствие сигнала с частотой 21 МГц. При этом резонансные контуры 1L8 1С15, 1L7 1С14, IL6 1С10 настраиваются на частоту гетеродина, т. е. на частоту 123 МГц. Настройка осуществляется с помощью высокочастотного пробника, поочередно подключаемого к данным контурам. Затем на вход смесителя надо подать сигнал с частотой 21,2 МГц. Напряжение сигнала надо увеличивать до тех пор, пока не начнется заметное уменьшение коллекторного тока транзистора 1Т4. Одновременно проводится подстройка контура IL14, 1С35, 1С37.Напряжение сигнала гетеродина на выходе смесителя должно при этом несколько уменьшиться. После этого высокочастотный пробник надо слабо связать с резонатором 1L8 и, вращая подстроечный конденсатор 1С15 в сторону уменьшения емкости, найти ближайший максимум напряжения, соответствующий частоте 144,2 МГц. Затем на эту же частоту последовательно перестраиваются следующие два контура.

Теперь можно перейти к настройке двух последних каскадов передающего тракта. Перед этим во избежание выхода из строя транзистора 1Т1 выход передающего тракта надо подключить к нагрузке, соответствующей волновому сопротивлению фидера. Такую нагрузку можно изготовить самостоятельно, соединив параллельно несколько двухваттных резисторов типа МЛТ. Это могут быть, например, четыре резистора по 300 Ом, если предполагается использовать фидер с волновым сопротивлением 75 Ом, или шесть резисторов по 300 Ом, если сопротивление фидера 50 Ом. Схема нагрузки показана на рис. 28.

рис. 28

Нагрузка снабжена диодным детектором, позволяющим контролировать выходную мощность передатчика.

Нагрузочные резисторы и детектор помещаются в небольшую металлическую коробочку, снабженную высокочастотным разъемом. Резисторы R1—R4 располагаются в виде звезды относительно разъема и должны иметь минимальную длину выводов. Если детектор снабдить собственным стрелочным индикатором, то мы получим автономный прибор — простейший измеритель мощности. При этом желательно ввести переключатель, изменяющий сопротивление резистора R5, а следовательно, и предел измерения мощности.

После того как нагрузка подключена к выходу передающего тракта и подано напряжение питания на последние два каскада, приступают к настройке контура 1L4 1С6. Настройка производится по максимуму коллекторного тока транзистора 1Т1. Перед этим транзистор 1Т1 надо максимально связать с нагрузкой, т. е. конденсатор 1С1 установить на максимум, а конденсатор 1С2 — на минимум. Коллекторный ток транзистора 1Т1 может достигать 500 мА и более. Если напряжение возбуждения недостаточно, то полезно еще раз подстроить все предварительные каскады, а также несколько уменьшить емкости конденсаторов 1С5 и 1С7. Настройка выходной цепи производится по максимуму показаний индикатора мощности. При этом надо учесть, что чем больше емкость конденсатора 1С2, тем слабее связь с нагрузкой. При слабой связи и максимальном уровне возбуждения возможен переход транзистора в сильно перенапряженный режим, при котором возникает опасность выхода транзистора из строя. Поэтому таких режимов следует избегать.

Настройка трансвертера 432/21 МГц

Настройка трансвертера производится по методике, описанной в предыдущем параграфе. Сначала необходимо настроить кварцевый автогенератор, выполненный на транзисторе 2Т6, и при необходимости скорректировать его частоту. Затем надо подобрать емкость конденсатора 2С25 так, чтобы напряжение на коллекторе транзистора 2Т7 составило 5—6 В. Затем с помощью подстроечного конденсатора 2С29 необходимо настроить контур 2L12 2С29 на частоту 68,5 МГц. Настройка производится по максимуму коллекторного тока транзистора 2Т8. После этого перепайкой точки подключения конденсаторов 2С27 и 2С28 к катушке 2L12 надо установить постоянное напряжение на коллекторе транзистора 2Т8 в пределах 5—6 В. Аналогично настраивается контур 2L13 2С32 на частоту 137 МГц. Возбуждение регулируется изменением точки подключения конденсатора 2С31 к катушке 2L13 так, чтобы постоянное напряжение на коллекторе транзистора 2Т9 составило 6 В.

После того как контур 2L22 2С56 настроен на частоту 411 МГц переходят к подбору связи между гетеродином и смесителем. Связь регулируется подгибанием или отгибанием проводника, идущего от контура 2L14 2С36 Предварительную настройку можно считать законченной, если ток диода 2Д1 приблизительно равен 500 мкА. Далее надо повернуть подстроечный конденсатор 2С56 в сторону уменьшения емкости до тех пор, пока ток диода не уменьшится до 100 мкА. После этого выход приемного тракта можно подключить ко входу основного приемника, настроенного на частоту 21,2 МГц, и подстроить катушку 2L23 по максимуму шума.

Затем надо настроить двухконтурный фильтр 2L20 2C50—2L21 2С52 на частоту 432 МГц. Настройка также производится по максимуму шума. Одновременно можно подстроить контур 2L22 2С56. Наладка приемного тракта заметно упростится, если на вход подключить шумовой пробник, описанный в предыдущем параграфе. При этом все контуры, включая входной контур 2L19 2С46, настраиваются по максимуму напряжения шума на выходе основного приемника После окончательной настройки контура 2L22 2С56 необходимо еще раз отрегулировать связь смесителя с гетеродином так, чтобы ток диода составил 100 — 150 мкА. При этом желательно еще раз убедиться, что не произошла случайная настройка на зеркальный канал. Максимальный шум должен появляться при уменьшении емкости конденсатора 2С56 относительно положения, при котором наблюдается максимум тока диода 2Д1. Затем следует снять напряжение с шумового диода (пробник остается подключенным ко входу трансвертера) и оценить вклад в общие шумы первого каскада УВЧ. При замыкании на землю базы транзистора 2Т11 должно происходить заметное снижение общего уровня шума. Это означает, что чувствительность приемника будет в основном определяться шумами первого каскада. Окончательная настройка производится с помощью измерительного генератора шума или по наилучшему соотношению сигнал/шум при приеме слабых сигналов.

Настройка передающего тракта начинается с подбора связи между линией 2L14 и базой транзистора 2Т10. Подбором места подключения конденсатора 2С37 следует установить ток транзистора 2Т10 около 8—10 мА. Затем с помощью высокочастотного пробника настроить контуры 2L16 2C40 — 2L17 2С42.

Далее на трансвертер надо подать напряжение +28 В и проверить начальные режимы транзисторов по постоянному току. При этом транзисторы 2Т1—2ТЗ должны быть снабжены радиатором. Ток смесителя должен составлять 10 мА (напряжение на коллекторе транзистора 2Т5 — 9 В). Регулировка производится подбором резистора 2R13. Затем подбором резистора 2R10 следует установить ток транзистора 2Т4 18 мА (напряжение на коллекторе 9 В). Подбором резистора 2R8 необходимо установить ток транзистора 2ТЗ равным 55 мА (18 В). Режим двух последних каскадов усилителя мощности лучше контролировать по падению напряжения на резисторах 2R1 и 2R4. Начальный ток транзистора 2Т2 должен составлять 30 мА (напряжение на резисторе <2R4 — 0,9 В), а транзистора 2Т1—50 мА (напряжение на резисторе 2R1—0,25 В).

После этого можно перейти к настройке контуров. Первоначальная настройка производится на частоту гетеродина 411 МГц с помощью пробника, поочередно подключаемого к линиям 2L10, 2L9 и 2L8. Точку подключения пробника надо выбирать по возможности ближе к “холодному” концу линий.

Затем на вход передающего тракта трансвертера надо подать сигнал частотой 21,2 МГц я увеличивать его до тех пор, пока это не будет влиять на режим транзистора 2Т5 по постоянному току. Сигнал гетеродина на выходе транзистора 2Т4 должен при этом заметно уменьшиться. С помощью пробника, подключенного к линии 2L10, необходимо найти максимум, соответствующий частоте 432,2 МГц. Это должен быть ближайший максимум в сторону уменьшения емкости конденсатора 2С17. Аналогичным образом следует настроить следующие два контура. Далее можно перейти к цепи согласования между транзисторами 2ТЗ и 2Т2. Последовательно подстраивая конденсаторы 2С7 и 2С8, надо добиться максимального увеличения тока транзистора 2Т2. При этом полезно учесть, что степень связи зависит от положения ротора конденсатора 2С8, а конденсатор 2С7 служит для настройки согласующей цепи в резонанс. Дальнейшую настройку надо вести при подключенной к выходу передатчика нагрузке, так как в противном случае выходной транзистор может попасть в опасный перенапряженный режим. Недонапряженный режим, соответствующий низкому сопротивлению нагрузки, для транзистора 2Т1 менее опасен, так как данный транзистор используется только на 50% его максимальных возможностей.

Далее следует подстроить конденсатор 2С5 по максимуму коллекторного тока транзистора 2Т1, а затем конденсаторы 2С1 и 2С2 по максимуму напряжения на нагрузке.

После этого полезно еще раз подстроить все контуры и проверить режимы транзисторов в режиме максимальной мощности. Режимы транзисторов 2T3, 2Т4, 2Т5 должны слабо зависеть от напряжения сигнала. Коллекторный ток транзистора 2Т2 должен возрастать при увеличении сигнала до 150—170, а транзистора 2Т1 до 280—320 мА.

Следует также убедиться, что выходная мощность плавно изменяется при регулировке амплитуды входного сигнала с частотой 21,2 МГц. Наличие скачков говорит о имеющейся регенерации или самовозбуждении какого-либо каскада. При этом настройку надо повторить еще раз, варьируя величину связи между каскадами.

Очень полезно просмотреть выходной сигнал на анализаторе спектра. Наибольшие неприятности доставляет составляющая спектра, совпадающая с частотой 19-й гармоники кварцевого автогенератора (433,83 Гц), а также составляющая, симметрично расположенная к данной помехе относительно частоты основного сигнала. Меры борьбы — рациональный монтаж первых каскадов гетеродина и передающего тракта. Еще лучше — это выбрать частоту кварцевого гетеродина таким образом, чтобы ни одна его гармоника не попадала в рабочий диапазон или в его ближайшую окрестность.

Настройка трансвертера 1296/144МГц

После настройки кварцевого автогенератора и коррекции его частоты переходят к отладке цепи умножителей. Подбором межкаскадных связей коллекторный ток транзисторов 3Т8—3Т10 надо установить около 6—8 мА. При этом контур 3L18 3С41 необходимо настроить на частоту 64 МГц, контур 3L19 3С45 на частоту 192 МГц, контуры 3L20 3С49, 3L21 3С52, 3L31 3С74 — на частоту 384 МГц.

Транзистор 3Т11 служит промежуточной ступенью усиления сигнала гетеродина и работает в режиме класса А. По этой причине коллекторный ток транзистора слабо зависит от напряжения возбуждения и должен быть установлен с помощью резистора 3R33 от 10 до 15 мА.

Настройку последнего умножителя приемного тракта надо начать с отладки базовой цепи. Изменением волнового сопротивления линии 3L30 и емкостного шлейфа 3С72 следует установить максимальный ток транзистора 3Т14. Регулировку можно считать законченной, если этот ток достигает 8—12 мА. Далее можно переходить к настройке выходного двухконтурного фильтра гетеродинного тракта. Фильтр должен быть настроен на частоту 1152 МГц. Контроль осуществляется по току диодного смесителя 3Д5. Для увеличения чувствительности полезно на время отключить шунтирующий резистор 3R41, однако следует учесть, что при любых переключениях в цепи смесительного диода во избежание выхода его из строя необходимо замыкать катушку 3L25 на землю.

Настройку надо начинать при максимальной емкости связи 3С67. Подстройка контуров осуществляется как подгибанием или отгибанием от платы емкостных шлейфов 3С66, 3С68, так и изменением волнового сопротивления линии 3L26 и 3L28. Ток смесителя к тому же зависит от настройки контура 3L24 3С62, который также надо подстроить по максимуму тока. Предварительную настройку можно закончить, если ток диода ЗД5 будет равен 200—300 мкА. Необходимо только убедиться, что в результате выделена третья гармоника входного сигнала и не произошла случайная настройка на вторую или четвертую гармонику. Проверку лучше всего произвести с помощью резонансного волномера или анализатора спектра. Однако это можно сделать и более простым, хотя и менее надежным способом. Для проверки необходимо подключить к линии 3L26 отрезок провода (монтажного или обмоточного) длиной 40—50 см. Конец провода желательно подтянуть вверх от платы с помощью тонкой бечевки. Затем надо обхватить провод двумя пальцами и, двигая пальцы вверх и вниз, отметить точки, соответствующие максимальным или минимальным показаниям микроамперметра. Расстояние между двумя ближайшими максимумами или двумя ближайшими минимумами приблизительно равно половине длины волны. Для частоты 1152 МГц половина длины волны составит 13 см. Способ основан на наличии в проводе стоячей волны. При этом если пальцы попадают в узел напряжения, то их влияние минимально, а если в пучность, то влияние максимально. Точку подключения провода к линии надо выбирать ближе к “холодному” концу, для того чтобы не расстраивать контур.

Затем можно переходить к настройке УВЧ. Сначала надо установить коллекторный ток транзисторов 3Т12 и 3Т13 около 2—3 мА. Регулировка производится подбором сопротивлений резисторов 3R37 и 3R39. Затем следует подключить выход приемного тракта к приемнику диапазона 144 МГц. Ко входу УВЧ надо подключить шумовой пробник. Настройка производится по максимуму шума изменением длины и волнового сопротивления емкостных шлейфов 3С59 3С62, а также изменением волнового сопротивления самих линий 3L23 и 3L24. На фотографии трансвертера, приведенной на рис. 21, видно, что емкостные шлейфы 3С59, 3С62 вообще отсутствуют, однако для удобства наладки лучше укоротить линии на 5 мм и добавить емкостные шлейфы длиной 5—10 мм. Основная опасность заключается в возможности настройки УВЧ на зеркальный канал, т. е. на частоту 1008 МГц. Для проверки правильности настройки можно увеличить емкость конденсатора 3С62. При этом ток диода 3Д5 должен увеличиваться, а шумы уменьшаться. Однако надежнее проверить правильность настройки с помощью генератора, перекрывающего необходимый диапазон частот, или с помощью измерителя частотных характеристик. Таким образом можно оценить степень подавления зеркального канала и при необходимости скорректировать ее регулировкой связи транзисторов 3Т12 и 3Т13 с контуром 3L23 3С59.

Дальнейшую доводку приемного тракта все же удобнее производить с помощью шумового пробника. При этом полезно еще раз подрегулировать выходной фильтр гетеродина так, чтобы ток смесительного диода составил 100— 150 мкА. Затем, сжимая и разжимая витки катушки 3L25, следует настроить по максимуму шума на выходе приемника выходную цепь смесителя. Можно также попробовать изменить ток транзистора 3Т13 от 1 до 4 мА. Настройка входной цепи сводится к подбору емкости конденсатора 3С55, однако надо учесть, что емкость этого конденсатора некритична.

Настройку можно считать оконченной, если первый каскад УВЧ дает ощутимую прибавку шумов. Это можно проверить замыканием базы транзистора 3Т12 на землю (при обесточенном шумовом диоде).

Далее можно переходить к налаживанию передающего тракта. Прежде всего надо отрегулировать начальные токи транзисторов. При отсутствии возбуждения коллекторный ток транзистора 3Т6 должен равняться 60, транзистора 3Т5—40, транзисторов 3Т1,3Т2, 3Т3 — по 20 мА.

После этого можно переходить к оконечному усилителю гетеродина. Подстройкой конденсатора 3С33 надо добиться максимальных показаний вольтметра, включенного параллельно резистору 3R18. Затем с помощью конденсатора 3С32 следует настроить согласующую цепь по максимуму тока транзистора 3Т5. Аналогично с помощью конденсатора 3С26 надо настроиться на максимальный ток транзистора 3Т4. Для регулировки выходной цепи транзистора 3Т4 необходимо параллельно резистору 3R11 подключить микроамперметр с током полного отклонения 50 мкА и внутренним сопротивлением 2000 Ом. Можно, конечно, воспользоваться любым другим прибором с током полного отклонения до 0,5— 1,0 мА. При этом надо подобрать сопротивление резистора 3R11 или вовсе исключить его из схемы с таким расчетом, чтобы максимальное отклонение прибора соответствовало постоянному напряжению автосмещения на варакторном диоде 3Д4 40—60 В. Далее регулировкой конденсаторов 3С23, 3С24 надо добиться, чтобы это напряжение достигло максимального значения (30—40 В). Коллекторный ток транзистора 3Т4 должен составлять 170, транзистора 3Т5 — 100, а транзистора 3Т6—80 мА.

Следующим этапом надо переходить к налаживанию варакторного умножителя — преобразователя. Этот наиболее сложный и ответственный этап настройки удобнее всего выполнить с помощью анализатора спектра. Как минимум нужно иметь резонансный волномер, перекрывающий диапазон 1100—1300 МГц. Дело в том, что в отличие от обычного диодного смесителя параметрический преобразователь при некоторых условиях склонен к параметрическому самовозбуждению. Опасность такого самовозбуждения тем больше, чем больше мощность генератора накачки (в данном случае гетеродина) и чем больше мощность, которую предполагается получить на выходе преобразователя.

Анализатор спектра позволяет оперативно оценивать состав выходного сигнала и тем самым облегчает настройку. Резонансный волномер, являющийся анализатором спектра с механической перестройкой, также позволяет настроить преобразователь, хотя и с меньшей надежностью. Сначала на вход преобразователя надо подать сигнал с частотой 144 МГц, подстроить входной контур конденсатором 3С22 и увеличить этот сигнал до значения, при котором постоянное напряжение на диоде 3Д4 изменится примерно на 10%. После этого с помощью отрезка кабеля к линии 3L10 (ближе к “холодному” концу) надо подключить волномер, настроенный на частоту 1296 МГц. Изменением емкости конденсаторов 3С18 и 3С19 надо добиться максимальных показаний волномера. Одновременно надо подстроить конденсаторы 3С23 и 3С24. Как показала практика, преобразователь более устойчив, если конденсатор 3С23 несколько расстроить относительно максимума в сторону большей емкости. Затем надо переключить волномер к линии 3L9 и настроить его на частоту 1296 МГц с помощью конденсатора 3С16.

Дальнейшую настройку лучше производить непосредственно по току коллектора транзистора 3Т3. Для этого надо сначала подстроить базовую цепь транзистора с помощью конденсатора 3С14. Затем надо повторить процедуру настройки, подбирая также емкости связи 3С15, 3С17, 3С19 и амплитуду сигнала с частотой 144 МГц.

После того, как получено максимальное значение тока транзистора 3Т3, надо проверить спектр выходного сигнала преобразователя. Одним из признаков неправильной работы является расщепление спектра выходного сигнала на несколько составляющих, разнесенных по частоте на 10—20 МГц. У нормально работающего преобразователя должна быть линейная зависимость выходной мощности от напряжения сигнала с частотой 144 МГц. Если в такой зависимости есть скачки, то это указывает на наличие паразитной генерации.

На мощность выходного сигнала и на устойчивость преобразователя также влияет настройка ненагруженного резонатора 3L13 3С20. Этот резонатор надо настроить на частоту 912 МГц. Регулировку можно осуществить с помощью волномера, слабо связанного с линией 3L13, или просто по максимуму выходного сигнала.

После того, как выполнен весь цикл настройки, коллекторный ток транзистора 3Т3 должен достичь значения 180—200 мА. Следует заметить, что этот ток зависит также от настройки коллекторной цепи транзистора 3Т3. При настройке коллекторной цепи в резонанс происходит заметное уменьшение тока, вызванное наличием внутренней отрицательной обратной связи. Поэтому окончательное измерение тока транзистора 3Т3 надо сделать после того, как будет настроен весь передающий тракт. Ток должен быть равен 150—170 мА.

Регулировку межкаскадной связи между предоконечным и оконечным каскадами надо контролировать по току транзисторов 3Т1 и 3Т2. Последовательно подстраивая конденсаторы 3С11, 3С6 и 3С7, необходимо добиться максимальной мощности, подводимой к выходному каскаду. Как уже указывалось, конденсатор 3С11 входит в П-образный контур, в который также входят индуктивность выводов конденсатора 3С12, индуктивность вывода транзистора и емкость коллекторного перехода. Поэтому степень нагрузки предоконечного каскада следует регулировать, изменяя одновременно как емкость 3С12, так и параметры индуктивной ветви П-контура. Индуктивность можно изменять, передвигая вывод конденсатора 3С12 по коллекторному выводу транзистора 3Т3. В описываемой конструкции оптимальная связь была получена при длине выводов конденсатора 3С12 типа КМ около 1,5 мм и точке подпайки к коллекторному выводу, отстоящей на 1 мм от корпуса транзистора. Длина базовых выводов транзисторов 3Т1 и 3Т2 также влияет на входное сопротивление в точках подключения линий 3L5 и 3L6. В описываемом экземпляре трансвертера длина базовых выводов равна 5 мм. Изменением параметров базовых цепей, а также изменением волнового сопротивления четвертьволновых линий 3L5 и 3L6 надо добиться равенства токов, протекающих через транзисторы 3Т1 и 3Т2.

Для настройки оконечного каскада к выходу трансвертера надо подключить измеритель мощности, в качестве которого можно использовать нагрузку. Для уменьшения КСВ нагрузку лучше подключить к трансвертеру через отрезок кабеля с затуханием 4—6 дБ. Может также понадобиться заменить детекторный диод на более высокочастотный. Для более удобного подключения нагрузки к выходу трансвертера применен отрезок линии, аналогичный линиям 3L5 и 3L6.

Настройка производится по максимуму мощности в нагрузке изменением” емкости конденсатора 3С1 и индуктивностей выводов конденсаторов 3С2, 3С3. Ориентировочная длина выводов — 2 мм. Длина коллекторных выводов также около 2 мм.

В конечном итоге были получены следующие результаты. Мощность в нагрузке 3 Вт при суммарном коллекторном токе транзисторов 3Т1, 3Т2—350 мА. Столь низкий коэффициент полезного действия выходного каскада (28% при типовом значении 35%) объясняется, в частности, тем, что выходные транзисторы работают в линейном режиме усиления, с открывающим смещением.

Настройка основного блока 21 МГц

Настройку основного блока надо начинать с УНЧ. Прежде всего подбором резистора 4R10 следует установить начальный ток транзисторов 4Т4, 4Т5 в пределах 8—10 мА. После этого подбором резистора 4R2 надо установить напряжение на эмиттере транзистора 4Т2 относительно земли 9—10 В. Как правило, на этом настройка УНЧ заканчивается. Далее надо настроить гетеродин, выполненный на транзисторе 4Т6. Подбором конденсаторов 4С16 и 4С17 надо добиться, чтобы при вращении оси потенциометра R5 частота генератора менялась от 10,5 до 10,6 МГц. Следующим этапом надо подбором резистора 4R19 установить ток транзистора 4Т7 6—8 мА и настроить контур 4L8 4С25 на частоту 10,55 МГц. Правильность настройки можно проконтролировать с помощью KB приемника. После этого к выходу УНЧ надо подключить головные телефоны и подстроить контур 4L1 4С2 по максимальной громкости сигнала измерительного генератора или сигналов радиостанций диапазона 21 МГц. На этом настройка приемного тракта заканчивается.

Настройку передающего тракта надо начинать с проверки уровня возбуждения транзистора 4Т8. При нажатии телеграфного ключа, т. е. при замыкании гнезда Гн8 на землю, коллекторный ток транзистора должен возрастать от нуля до 5—8 мА (резистор R1 должен быть установлен в положение максимальной мощности). Далее с помощью KB приемника надо настроить контур 4L12 4L33 на частоту 21 МГц. Как правило, при этом на выходе передающего тракта получается уровень сигнала, достаточный для возбуждения любого из трансвертеров 144/21 и 432/21 МГц.

Измерение чувствительности приемника

Чувствительность приемного устройства — это один из самых главных параметров, определяющих потенциальные возможности всей радиостанции в целом. Поэтому представляют большой интерес объективные методы определения и сравнения чувствительности различных приемников.

Самый доступный, а поэтому и самый распространенный способ определения качества приемника — это прослушивание сигналов в эфире. Очевидно, что точность подобных оценок крайне мала, так как уровень сигнала удаленной радиостанции может изменяться в десятки и даже в сотни раз. В случае, если надо сравнить два приемника или подстроить приемник по наилучшему отношению сигнал/шум, удобнее пользоваться источником сигнала, расположенным в пределах прямой видимости. В этом случае можно пренебречь зависимостью сигнала от условий прохождения радиоволны. Подобный маяк можно изготовить самому и расположить его на крыше ближайшего дома, на расстоянии 100—500 м от радиостанции. Мощность маяка должна быть такой, чтобы сигнал от него только в несколько раз превышал уровень шумов приемника. Тогда путем вращения антенны можно всегда подобрать необходимый уровень сигнала. Кроме того, такой источник полезен для постоянного контроля состояния не только приемника, но и антенно-фидерной системы. По маяку также можно проверить, не сбилась ли градуировка указателя поворота антенны, и оценить общую помеховую обстановку в эфире. В силу того, что требуемая мощность маяка очень мала (доли микроватта), его можно сделать достаточно экономичным и в течение длительного времени питать от сухих батарей.

рис. 29

Один из возможных вариантов подобного генератора показан на рис. 29. Генератор выполнен на полевом транзисторе и предназначен для диапазона 144—146 МГц. Вместо кварцевого резонатора на частоту 12 МГц можно также применить резонаторы на любую субгармонику частоты 144 МГц. При этом может потребоваться некоторая коррекция емкости конденсаторов С1 и С2. Конструкция полосового фильтра L1 С4—L2 С6 такая же, как в трансвертере 144/21 МГц. Регулировка сводится к подбору режима с помощью резистора R2 и настройке полосового фильтра по максимуму сигнала. Генератор следует поместить в небольшую, герметически закрываемую или запаиваемую коробочку, снабженную дипольной антенной. Одна половина диполя присоединяется к проходному изолятору, а вторая — к корпусу генератора.

Уровень сигнала надо подбирать перепайкой отводов на линиях L1 и L2 и уменьшением размера антенны. Генератор потребляет ток не более 0,3 мА, поэтому двух батареек от карманного фонаря хватает для непрерывной работы в течение 3 мес. и более.

(рис. 30 - щелкните мышью для получения большого изображения)

На рис. 30 показан генератор для диапазона 430—440 МГц. Схема генератора аналогична схемам, примененным в гетеродинах трансвертеров. Поэтому можно воспользоваться описанной ранее методикой настройки. Генератор работает на третьей механической гармонике

кварцевого резонатора Пэ1. Сигнал с частотой 432 МГц выделяется с помощью полосового фильтра, конструкция которого взята из трансвертера 432/21 МГц. Аналогично может быть изготовлен генератор для диапазона 1296 МГц. Для этого надо использовать соответствующий выходной фильтр и применить более высокочастотный транзистор. Применение подобных вспомогательных источников сигнала позволяет достаточно объективно сравнить чувствительность двух приемников, однако в конечном счете каждого радиолюбителя интересует не относительная, а абсолютная оценка качества имеющегося приемника. Как уже указывалось, наиболее универсальным параметром, позволяющим характеризовать чувствительность приемника, является коэффициент шума. Для измерения коэффициента шума необходимо иметь калиброванный источник шумового сигнала. В качестве такого источника нашел широкое применение ламповый диод, работающий в режиме насыщения анодного тока.

Промышленностью выпускается специальный диод типа 2Д2С, пригодный для шумовых измерений в диапазоне до нескольких сотен мегагерц. Основное достоинство подобного источника заключается в том, что имеется однозначная зависимость между интенсивностью генерируемого шума и анодным током диода. Эта зависимость описывается простым выражением:

N = 20,5I_oR kT₀, где N — мощность шума на единицу полосы пропускания, Вт/Гц; I₀ — анодный ток, A; R —сопротивление нагрузки, Ом; k — постоянная Больцмана; T₀ — температура окружающей среды (произведение kTo равно мощности тепловых шумов активного сопротивления, нагретого до температуры T₀); 1 kT₀= 4-10~²¹ Вт/Гц; 20,5 — коэффициент, имеющий размерность 1/В.

Обычно при шумовых измерениях в качестве единицы используется 1 kT₀. Интенсивность шума в таких единицах для сопротивления нагрузки шумового диода 75 Ом описывается простым соотношением: F= 1,5I[kT₀], где I — ток в миллиамперах. Аналогично для сопротивления нагрузки 50 Ом: F= I[kT₀].

Видно, что миллиамперметр, измеряющий анодный ток шумового диода, может быть отградуирован непосредственно в единицах kT₀.

Чувствительность приемника измеряется с помощью шумового генератора следующим образом. Генератор подключают ко входу приемника и с помощью ручной регулировки усиления устанавливают некоторый уровень шума на выходе УНЧ. Приемник должен работать в режиме приема телеграфных или SSB сигналов при отключенной АРУ. Если в приемнике есть регулировка полосы пропускания, то ее надо поставить в положение максимальной полосы. Индикатором выхода может служить тестер или любой другой прибор, предназначенный для измерения переменного напряжения.

Если в приемнике отсутствует режим приема телеграфных сигналов, то вольтметр надо подключить к выходу УПЧ.

После того как на индикаторе выхода установлен некоторый уровень шума, включают питание шумового диода и подбирают такой анодный ток, при котором произойдет удвоение мощности выходного сигнала (показания вольтметра должны увеличиться в 1,41 раза). Это будет означать, что неизвестная мощность шумов, приведенная ко входу приемника, сравнивается с известной мощностью шумового генератора. При этом полезно помнить, что мощность шумов, приведенная ко входу, в данном случае складывается из собственных шумов приемника и тепловых шумов, которые генерируют активное сопротивление, входящее в состав диодного генератора. Таким образом, даже в идеальном - приемнике, в котором собственные шумы вообще отсутствуют, мощность шумов, приведенная к входу, в данном случае равна 1 kT₀. Если же надо оценить собственные шумы приемника, то из полученной в результате измерений цифры надо отнять единицу. Например, у приемника, имеющего коэффициент шума 1,8, собственная мощность шумов составляет 0,8 kT₀.

Описанную ранее методику измерений можно несколько усовершенствовать. Дело в том, что на практике неудобно отслеживать по стрелочному прибору увеличение напряжения в 1,41 раза. При этом или каждый раз надо рассчитывать значение, которое надо получить при включении генератора, или каждый раз устанавливать начальное напряжение на заранее нанесенную на шкале риску. Значительно удобнее ввести в измерительную цепь делитель, подключаемый одновременно с подачей анодного напряжения на шумовой диод. Делитель надо настроить таким образом, чтобы при его подключении напряжение, поступающее на индикатор выхода, уменьшалось в 1,41 раза. При включении генератора это уменьшение компенсируется соответствующим увеличением шума приемника.

Схема измерителя коэффициента шума показана на рис. 31. Измеритель состоит из шумового генератора, измерительной схемы и блока питания. Прибор работает следующим образом. В начальный момент, когда кнопка Кн1 отжата, контакт Р1/1 разомкнут и питание на диод Л1 не поступает. Шумовой сигнал с выхода приемника поступает на гнездо Ш1 >и далее через эмиттерные повторители (T1, Т2) и выпрямитель (Д12—Д15) на стрелочный индикатор ИП2. При нажатой кнопке включается реле Р1 и на диод Л1 поступает анодное напряжение 120—150 В. Ток диода можно регулировать переменным резистором R1. Одновременно с этим контакт Р1/2 подключает нижнее плечо делителя напряжения, который обеспечивает ослабление шумового сигнала на 3 дБ.

Настройка прибора сводится к регулировке делителя с помощью подстроечного резистора R10. Для этого на гнездо Ш1 надо подать синусоидальный сигнал и по вольтметру, подключенному к точке а, добиться, чтобы при нажатии кнопки выходное напряжение уменьшалось в 1,41 раза. Конструкция измерителя не имеет особенностей. Важно только обеспечить минимальную длину выводов резистора R4 и конденсаторов С5 и С6. При этом во избежание внешних наводок желательно снабдить диод Л1 отдельным экраном.

Дроссели L1 и L2 имеют по 20 витков провода ПЭВ2-0,64. Диаметр каркаса 4—5 мм. Прибор ИП1 — миллиамперметр со шкалой 5—10 мА, ИП2 — микроамперметр 50—200 мкА. Реле Р1 типа РЭС-9. Вместо диодов Д9, Д10 можно применить газоразрядный стабилитрон СГ1П.

Процедура измерения коэффициента шума данным прибором очень проста. Нажимая и отжимая кнопку Кн1, надо с помощью резистора R1 добиться неизменных показаний стрелочного индикатора ИП2. Коэффициент шума отсчитывается по миллиамперметру ИП1. С помощью прибора можно легко найти оптимальное положение элементов настройки входной цепи приемника. Для этого надо нажимать кнопку Кн1 с периодичностью 0,5—1 с и, подстраивая входную цепь, следить по индикатору ИП2 за изменением коэффициента шума. Прибор пригоден для абсолютных измерений коэффициента шума в KB диапазонах, а также в диапазонах 144 и 432 МГц. В диапазоне 1296 МГц шумовой генератор дает большую погрешность и годится только для относительных измерений.

(рис. 31)

Антенны и антенные усилители

Эффективность антенны однозначно связана с ее геометрическими размерами. По этой причине антенна — это единственное устройство, входящее в состав радиостанции, которого не коснулся процесс миниатюризации радиоаппаратуры.

Изготовление и установка антенны — достаточно сложное и трудоемкое дело, тем более, что при этом приходится решать вопросы прочности и жесткости механических конструкций. Тем не менее повышение эффективности антенны — это единственный, не имеющий ограничений путь увеличения энергетического потенциала радиостанции.

Любую антенну можно представить в виде эквивалентной площадки, стоящей на пути распространения радиоволн. Чем больше ее площадь, тем больше коэффициент усиления антенны:

где G — усиление антенны по отношению к изотропному излучателю; S — эквивалентная площадь, м².

С точки зрения энергетики неважно, какую форму будет иметь эквивалентная площадка: будет ли она круглая, квадратная или будет иметь форму вытянутого прямоугольника. В любом случае при равной площади будет равный коэффициент усиления. Другое дело — диаграмма направленности; на нее форма эквивалентной площадки оказывает самое непосредственное влияние. Так, ширина главного лепестка диаграммы направленности может быть связана с линейными размерами площадки следующим приближенным выражением:

Эта же формула, переписанная в другом виде, позволяет по известной диаграмме направленности оценить размеры эквивалентной площадки:

Пусть, например, испытания антенны диапазона 432 МГц показали, что ширина диаграммы направленности равна 25° в горизонтальной плоскости и 20° в вертикальной плоскости. Легко определить, что эквивалентная площадка будет иметь размер 1,4 м по горизонтали и 1,75 м по вертикали.

Такие оценки очень удобны, если предполагается увеличивать коэффициент усиления за счет соединения нескольких антенн в антенную решетку. Так, для рассмотренного примера расстояние между соседними этажами решетки должно равняться 1,75 м, а между соседними рядами — 1,4 м. При меньших расстояниях эквивалентные площадки будут взаимно перекрываться и общий коэффициент усиления будет меньше суммы коэффициентов усиления всех антенн. При больших расстояниях появятся зазоры между отдельными площадками. В результате общее усиление возрастать не будет, зато будут неоправданно увеличиваться габариты антенны. При этом в главном лепестке диаграммы направленности появляются провалы, разбивающие его на несколько составляющих. И хотя наличие таких провалов иногда может принести пользу (например, если необходима отстроиться от помехи, азимут которой мало отличается от азимута корреспондента), в большинстве случаев подобная диаграмма направленности затрудняет работу в эфире.

Возвращаясь еще раз к вопросу об усилении антенны, надо отметить, что в общем случае коэффициент усиления является произведением коэффициента направленного действия и коэффициента полезного действия антенны:

Это значит, что недостаточно сделать антенну большой площади, надо еще суметь всю энергию, падающую на данную площадь, с минимальными потерями доставить к потребителю данной энергии, т. е. ко входу приемника. (Здесь и в дальнейшем будем использовать справедливый для антенн “принцип взаимности”, который указывает на эквивалентность параметров антенны в режиме приема и передачи. Скажем, диаграмма направленности или к.п.д. не зависят от того, используется антенна для приема или передачи. Это позволяет каждый раз выбирать наиболее удобный для рассуждений режим работы антенны.)

Излучение электромагнитной энергии связано с протеканием высокочастотного тока, поэтому потери в самой антенне определяются омическими потерями в металлических элементах. Большое влияние на коэффициент полезного действия антенно-фидерного тракта оказывают потери в кабельных линиях, которые надо обязательно учитывать при оценке энергетического потенциала радиостанции. При этом полезно помнить, что антенно-фидерный тракт используется как для приема, так и для передачи и, следовательно, потери в фидере дважды войдут в окончательный результат,

В таблице приведены краткие сведения о некоторых высокочастотных кабелях, которые находят применение в радиолюбительской практике. Из таблицы видно, что с ростом частоты потери в фидере быстро возрастают. Так, например, 20-метровый отрезок кабеля типа РК-75-4-11 (старое название РК-1) ослабляет проходящий по нему сигнал на частоте 144 МГц в 2,1 раза (3,2 дБ), на частоте 432 МГц — в 3,4 раза (5,4 дБ), а на частоте 1296 МГц — в 13 раз (11,2 дБ). Видно, что на высокочастотных диапазонах потери возрастают до недопустимых значений. К тому же здесь приведены данные для случая, когда отсутствуют отражения на концах линии, т. е. для случая работы на согласованную нагрузку. Если же сопротивление нагрузки отличается от волнового сопротивления кабеля, то часть энергии отражается от конца кабеля и движется в обратном направлении. Эта отраженная часть энергии может возвратиться в нагрузку только после того, как она пройдет двойной путь от нагрузки к генератору и обратно от генератора к нагрузке. Если потери в фидере малы, то такие многократные переотражения вполне допустимы.

Такой режим “настроенного фидера”, в частности, применяется в некоторых типах многодиапазонных KB антенн. На УКВ, где потери в фидере резко возрастают, можно считать, что отраженная от нагрузки часть энергии практически полностью пропадает. Дело обстоит, однако, не столь плохо, как это может показаться на первый взгляд. Для того, чтобы оценить потери на рассогласование, запишем к.с.в. как функцию коэффициента отражения:

к.с.в.= (1+Г)/(1—Г); здесь Г — коэффициент отражения;

Г = Uотр / U =(Pотр / Pпад)1/2 отсюда легко получить выражение для расчета величины потерь:

L, % = (Pотр / Pпад),% =(( к.с.в.-1)/( к.с.в.+1))² *100.

рис. 32

Это выражение в графическом виде показано на рис. 32. Видно, что даже при к.с.в. = 3 потери достигают всего 25%. Если же потери в самом фидере не очень велики, то за счет частичного возврата отраженной энергии потерн на отражение будут еще меньше. Так, для случая потерь в фидере 2 дБ потери на отражения при к.с.в. = 3 уменьшается с 25 до 20%. Видно, что нет смысла стремиться к к.с.в. = 1,1 или даже 1,01, как это дается в описании некоторых радиолюбительских антенн. Так, при к.с.в.= 1,5 потери на отражение даже в худшем случае составят всего 4%. Отсюда же следует, что без особых потерь можно питать антенну со входным сопротивлением 50 Ом с помощью коаксиального кабеля с волновым сопротивлением 75 Ом, так как при этом к.с.в. будет равняться 1<,5.

Рассмотрим теперь особенности, присущие антенно-фидерной системе в режиме приема. В этом режиме существенную роль начинают играть шумовые свойства антенны. По этой причине для приемной антенны часто вводят понятие шумовой температуры. Если, например, шумовая температура антенны равна 200°К, то это значит, что антенна генерирует такие же шумы, какие генерировало бы активное сопротивление, нагретое до температуры 200° К. Шумы-антенны складываются из внешних и внутренних. Внешние шумы — это тог источник помех, который принципиально ограничивает возможности приема слабых сигналов. При антенне, направленной на горизонт, это прежде всего тепловые шумы земной поверхности, различного рода индустриальные помехи, а также шумы космического происхождения. Внутренние шумы определяются наличием потерь в антенне и фидере. Как и всякое активное сопротивление, сопротивление потерь генерирует тепловой шум. По этой причине чувствительность приемника ухудшается не только за счет того, что происходит затухание полученного полезного сигнала в фидере, а также за счет того, что фидер генерирует дополнительные шумы. Оба эти фактора учтены в простой формуле для аттенюатора, нагретого до температуры окружающей среды. Коэффициент шума приемника с учетом потерь в фидере равен:

Fобщ = LFпр

где Fобщ - результирующий коэффициент шума; L — ослабление в фидере или в любом другом пассивном четырехполюснике; Fпр — собственный коэффициент шума приемника.

Таким образом, зная коэффициент шума приемника и рассчитав с помощью таблицы затухание в фидере, можно легко определить результирующий коэффициент шума приемника со стороны зажимов антенны. Можно также решить обратную задачу, т. е., измерив коэффициент шума с фидером и без фидера, определить потери в кабеле. Это более надежный путь, так как в силу различных причин реальные потери в кабеле могут значительно отличаться от табличных.

Видно, что потери в фидере оказывают существенное влияние на потенциальные возможности радиостанции. В результате могут быть сведены на нет усилия, затраченные на изготовление большой и сложной антенны. И если в режиме передачи еще можно как-то компенсировать потери в фидере за счет увеличения мощности, то в режиме приема потери носят необратимый характер. Разрешить данную проблему помогают антенные предусилители, расположенные в непосредственной близости от антенны.

Вопрос о необходимости применения такого усилителя надо решать в каждом конкретном случае, сравнивая внешние шумы антенны и внутренние шумы приемника. Для того, чтобы обеспечивать нормальный режим работы входной цеди приемника, вместо антенны надо подключать резистор, сопротивление которого равно волновому сопротивлению фидера. Если даже в самые благоприятные ночные часы шумы антенны заметно (в 2 раза и более) превышает шумы резистора, применять антенный усилитель не следует. Более того, лишний каскад усиления сделает приемник более уязвимым по отношению к помехам от близких радиостанций.

Для того, чтобы подключать предусилитель в режиме приема, нужно иметь два высокочастотных реле или одно реле и отдельный фидер, соединяющий выход предусилителя со входом приемника.

(рис. 33 - щелкните мышью для получения большого изображения)

Схемы антенных предусилителей можно позаимствовать из схем трансвертеров соответствующих диапазонов. Для примера на рис. 33, а показана схема антенного усилителя для диапазона 144 МГц, а на рис. 33, б — для диапазона 432 МГц. Методика настройки предусилителей не отличается от методики настройки соответствующих каскадов трансвертеров.

В случае, если антенные реле не обеспечивают достаточной развязки, возникает задача защиты предусилителя от сигнала передатчика. В качестве одной из мер защиты в базовую цепь транзисторов включены диоды Д1. При настройке надо обязательно проверить, не ухудшает ли подключение защитного диода коэффициент шума предусилителя. Проблемы защиты полностью отпадают, если в качестве предусилителя использовать мощный многоэмиттерный транзистор КТ610 или КТ911.

(рис. 34 - щелкните мышью для получения большого изображения)

Схема такого предусилителя, предназначенного для диапазона 144 МГц, показана на рис. 34. Катушка L1 содержит два витка посеребренного провода диаметром 1,0 мм. Диаметр оправки—10 мм. Настройку усилителя надо начинать с установки режима транзистора по постоянному току. Подбором резистора R1 надо добиться, чтобы коллекторный ток транзистора составил 15—25 мА. Далее предусилитель через отрезок кабеля нужней длины надо подключить ко входу приемника и настроить с помощью конденсаторов СУ, С2 на наилучшее значение коэффициента шума.

Предусилитель имеет следующие характеристики: коэффициент усиления около 20 дБ, коэффициент шума 1,5—1,8. Для предотвращения выхода из строя последующих каскадов усиления желательно в режиме передачи снимать напряжение питания с транзистора Т1, а еще лучше соединять провод питания предусилителя с землей.

Рассмотрим теперь некоторые практические конструкции антенн. На протяжении многих лет наибольшей популярностью среди радиолюбителей пользуются антенны типа “волновой канал”, которые также известны под названием “директорные антенны” и “антенны Уда-Яги”. Эти антенны, относящиеся к. классу антенн с осевым излучением, имеют наилучшее отношение усиления к массе и к тому же очень просты по конструкции.

Основной недостаток, ограничивший применение таких антенн в промышленных системах связи, — это узкополосность. Однако для радиолюбителей - этот недостаток не играет большой роли, так как ширина отведенных для радиолюбительских связей диапазонов также невелика.

В последнее время были предприняты многочисленные попытки усовершенствовать антенну “волновой канал” с целью увеличить ее коэффициент усиления. Так, в качестве активного элемента использовался отрезок логопериодической антенны (антенна типа “Swan”) или использовались более сложные пассивные элементы, состоящие, например, из четырех полуволновых вибраторов (многочисленные типы антенн, выпускаемых западными странами для приема телевидения на дециметровых волнах). Однако все эти ухищрения не дают существенного выигрыша, так как в конечном счете коэффициент усиления любой антенны с осевым излучением определяется ее длиной. Применение же более сложных вибраторов эквивалентно использованию нескольких обычных антенн “волновой канал”, находящихся на очень маленьком расстоянии друг от друга. Как уже указывалось, это эквивалентно почти полному взаимному перекрытию эквивалентных площадок, а следовательно, получаемый выигрыш также невелик.

Из усовершенствованных антенн “волновой канал”, пожалуй, наибольший интерес представляют антенны типа “Quagi”. Название составлено из двух английских слов “Quad” и “Yagi” и указывает на то, что антенна является гибридом антенны типа “квадрат” и типа “Яги”. Собственно, от “квадрата” взяты только активный элемент и рефлекторная рамка, а все директоры такие же, как и в антенне “волновой канал”. Питание антенны осуществляется кабелем с волновым сопротивлением 50 Ом. Кабель присоединяется непосредственно в разрыв активной рамки без какого-либо согласующего устройства. По мнению автора антенны, радиолюбителя K6YNB, дополнительные потери в симметрирующем устройстве часто превышают выигрыш от симметрирования питающей линии. Внешний вид антенны показан на рис. 35.

(рис. 35 - щелкните мышью для получения большого изображения)

Рефлекторная рамка имеет периметр 2200 мм (711 мм), а активная — 2083 мм (676 мм). Здесь и далее в скобках указаны размеры для диапазона 432 МГц. Обе рамки изготовлены из медного провода диаметром 2,5—3 мм и закреплены на несущей траверсе с помощью полосок из органического стекла. Несущая траверса имеет длину 420 см (140 см) и изготовлена из деревянного, лучше соснового, бруска сечением 2,5 x 8 см (1,2 x 5 см). Для облегчения конструкции высоту бруска можно уменьшить к концам антенны. Директоры изготовлены из алюминиевой или медной проволоки диаметром 3 мм.

Выходное сопротивление антенны 50 Ом, однако без больших потерь ее можно питать кабелем с волновым сопротивлением 75 Ом. При использовании нескольких антенн расстояние между соседними этажами и рядами должно составлять 3,35 м (1,09 м).

(рис. 36 - щелкните мышью для получения большого изображения)

Аналогичную конструкцию имеет более эффективная “Quagb"-антенна, предназначенная для диапазона 432 МГц. Несущая траверса изготовлена из деревянного бруска длиной 370 см и сечением 2,5x5 см. Высота бруска плавно уменьшается к концам до 1,5 см. Длина рефлекторной рамки 711 мм, а активной — 676 мм. Обе рамки изготовлены из медной проволоки диаметром 2,5 мм. Директоры изготовлены из проволоки диаметром 3 мм. Остальные размеры показаны на рис. 36. Антенна питается коаксиальным кабелем с волновым сопротивлением 50 Ом без симметрирующего устройства. В принципе эту антенну можно использовать для диапазона 1296 МГц, при этом диаметр проволоки и все остальные размеры следует уменьшить в 3 раза.

Из антенн, специально предназначенных для диапазона 1296 МГц, представляет интерес антенна, предложенная английским ультракоротковолновиком G3JVL. Антенна представляет собой “волновой канал” с кольцевыми вибраторами, своего рода разновидность многоэлементной рамочной антенны. Антенна содержит 28 элементов, включая дополнительный рефлектор из алюминиевой сетки и 27 кольцевых вибраторов. Основной рефлектор и все директоры изготовлены из алюминиевых полосок шириной 4,8 мм и толщиной 0,7 мм. На концах полосок просверлены отверстия под винт МЗ. Расстояние между центрами отверстий равно 246мм для рефлектора, 210 мм для первых 11 директоров и 203 мм для остальных директоров. Затем полоски свернуты в кольцо и привинчены к несущей дюралюминиевой трубке диаметром 12—15 мм. Расстояния между элементами показаны на рис. 37.

(рис. 37 )

Размеры дополнительного рефлектора показаны на рис. 38, а.

(рис. 38)

Конструкция активного элемента показана на рис. 38, б. В отличие от остальных элементов активная рамка изготовлена из медной полоски. Периметр рамки 235 мм. Рамка крепится к несущей трубке с помощью болта с резьбой Мб. Тонкий кабель с фторопластовой изоляцией пропущен через отверстие просверленное по оси болта. В середине полоски, из которой изготовлена активная рамка, также просверлено отверстие для кабеля. Рамка крепится к головке болта с помощью пайки. Оплетка кабеля также припаяна к головке болта. Тонкий кабель, имеющий повышенное затухание, должен быть по возможности короче. Он заканчивается высокочастотным разъемом, к которому подключается основной фидер. Возможен вариант, при котором более толстый кабель пропущен не через крепежный болт, а через отверстие, просверленное в несущей трубке позади активной рамки. При этом необходимо также обеспечить контакт оплетки кабеля с основанием рамки.

В приведенных описаниях антенн намеренно не указаны данные о коэффициенте усиления. Дело в том, что точное измерение усиления антенны достаточно трудное дело, требующее специальных условий. В результате в радиолюбительской литературе часто появляются различные данные. Так, кажется, несколько завышенной цифра, приведенная автором описанной выше антенны для диапазона 1296 МГц — 20 дБ. Более реально выглядят данные, приведенные для антенны типа “Quagi”, — 12 дБ для 8-элементной антенны и id ДЬ для 15-элементной антенны.

Заключение, Список литературы

Любительская УКВ радиостанция, описание которой приведено в книге была разработана с учетом возможно большей простоты ее повторения: была максимально упрощена механическая конструкция радиостанции; применен метод монтажа, позволяющий почти полностью отказаться от экранирующих перегородок; схемы большинства каскадов усилителей и умножителей во всех трех трансвертерах унифицированы. Ясно, что стремление по возможности упростить изготовление и настройку радиостанции находится в противоречии со стремлением обеспечить высокие электрические параметры радиостанции. Поэтому, несмотря на то, что параметры радиостанции достаточно высоки, возможности ее совершенствования далеко не полностью исчерпаны.

Один из наиболее простых путей улучшения параметров — применение в каскадах радиостанции более совершенных транзисторов. Так, например, использование во входных каскадах приемных устройств малошумящих транзисторов позволяет без изменения схемы повысить чувствительность приемников.Выигрыш от такой модернизации наиболее ощутим на более высокочастотных диапазонах 432 МГц и 1296 МГц. На диапазоне 144 МГц чувствительность, близкая к предельной, определяемой внешними шумами эфира, достигается сравнительно легко. Поэтому на данном диапазоне нужно стремиться к повышению помехоустойчивости приемника, а не чувствительности.

Как указывалось помехоустойчивость приемника непосредственно связана с линейностью приемного тракта. В связи с этим заметное улучшение помехоустойчивости может быть получено за счет применения полевых транзисторов. Особенно эффективны полевые транзисторы в смесительном каскаде. Так балансный смеситель на транзисторах типа КП303, КП307 при высокой линейности преобразования обеспечивает на частоте 144 МГц коэффициент шума порядка нескольких единиц, что позволяет в ряде случаев обойтись без усилителя высокой частоты. Если же усилитель высокой частоты необходим, то его имеет смысл установить непосредственно у антенны и использовать его в качестве антенного усилителя. Такое построение входных цепей приемника наиболее выгодно для одновременного получения высокой чувствительности и помехоустойчивости.

Что касается передающего тракта, то здесь основные усилия должны быть направлены на уменьшение уровня побочных излучений. Большая чистота спектра излучаемого сигнала может быть достигнута в результате рационального выбора частоты гетеродина, применения балансных смесителей, улучшения линейности усилителя мощности, а также повышения качества высокочастотных фильтров.

Не следует при усилении однополосного сигнала стремиться к получению предельной мощности, отдаваемой транзистором, так как при приближении к предельному уровню линейность транзисторного усилителя резко ухудшается. Для уменьшения уровня высших гармоник излучаемого сигнала полезно в выходных каскадах передатчиков применять более сложные, многоконтурные фильтры.

Большие возможности для конструирования открываются на диапазоне 1296 МГц, который только начал осваиваться радиолюбителями. Данный диапазон технически сложен и требует наличия достаточного опыта конструирования и настройки УКВ аппаратуры. По этой причине на первом этапе можно рекомендовать изготовление только приемной части описанного в книге трансвертера. Такой конвертер был неоднократно повторен радиолюбителями и оказался достаточно простым в настройке.

Следует учесть, что стеклотекстолит на столь высоких частотах обладает значительными диэлектрическими потерями, причем эти потери неодинаковы для различных образцов стеклотекстолита. В связи с этим метод монтажа на опорных точках безусловно пригоден для всех цепей трансвертера, кроме точек крепления добротных резонаторов. Для снижения опасности уменьшения добротности резонаторов полезно в ряде случаев вообще отказаться от крепления “горячего” конца резонатора или закрепить его с помощью втулки из качественного диэлектрика, вставленного в отверстие, просверленное в плате.

Что касается антенной техники, то в данной области не приходится ожидать появления каких-либо чудо конструкций, обеспечивающих небывалую эффективность. Усиление антенны непосредственно связано с ее геометрическими размерами, поэтому антенна с большим усилением всегда будет иметь большую массу и габариты.

Последнее время у нас и за рубежом большой популярностью пользуются антенны, разработанные французским радиолюбителем F9FT. Конструкции его девяти и шестнадцатиэлементной антенны на диапазоне 144 МГц и двадцатиодноэлементной антенны на диапазон 432 МГц хорошо отработаны и обеспечивают высокую повторяемость электрических параметров. Это позволяет группировать данные антенны в большие системы, обеспечивающие усиление, достаточное для проведения радиосвязей с отражением УКВ от поверхности Луны.

Конечно, и в области антенной техники сделано пока далеко не все. Так, можно ожидать более широкого применения радиолюбителями антенн с электрическим управлением диаграммой направленности, получивших широкое распространение в профессиональных радиотехнических системах.

Хочется пожелать радиолюбителям, заинтересовавшимся конструированием УКВ аппаратуры, творческих успехов и хороших самостоятельных разработок.

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

////////////////////////////