Главная Учебники - Разные Лекции (разные) - часть 65
ТОМСКИЙ
ГОСУДАРСТВЕННЫЙ УНИВЕРСИТЕТ СИСТЕМ УПРАВЛЕНИЯ И РАДИОЭЛЕКТРОНИКИ (ТУСУР) Кафедра радиоэлектроники и защиты
информации (РЗИ) Заведующий
кафедрой РЗИ доктор
технических наук, профессор ________________В.Н.
Ильюшенко ____
_____________________2003 г. Проектирование цепей коррекции, согласования и
фильтрации усилителей мощности радиопередающих устройств Учебно-методическое
пособие по курсовому проектированию для студентов
радиотехнических специальностей Разработчик: доцент кафедры РЗИ кандидат технических наук _______________А.А. Титов; УДК 621.396 Рецензент:
А.С. Красько, старший преподаватель кафедры Радиоэлектроники и защиты
информации Томского государственного университета систем управления и
радиоэлектроники. Титов А.А. Проектирование
цепей коррекции, согласования и фильтрации усилителей мощности радиопередающих
устройств: Учебно-методическое пособие по курсовому проектированию для
студентов радиотехнических специальностей. – Томск: Томск. гос. ун-т систем
управления и радиоэлектроники, 2003. – 64 с. Пособие содержит описание схемных решений построения цепей формирования амплитудно-частотных
характеристик, согласования и фильтрации широкополосных и полосовых усилителей
мощности радиопередающих устройств, методов их проектирования по заданным
требованиям к тракту передачи. ©
Томский гос. ун-т систем управления и
радиоэлектроники, 2003 ©Титов А.А., 2003 1. Исходные данные для проектирования
…….....………...……………...……......5 1.1. Структурная схема
тракта передачи
.................................................................5 1.2. Модели мощных
транзисторов ..........................................................................7 2.
Проектирование
выходных цепей коррекции, согласования и фильтрации .....9 2.1. Выходная корректирующая цепь
широкополосного усилителя....................9 2.2. Выходной согласующий трансформатор
широкополосного усилителя ....12 2.3. Выходной согласующий трансформатор
полосового усилителя ...............15 2.4. Фильтры высших гармонических
составляющих полосового усилителя..17 3.
Проектирование
цепей формирования амплитудно-частотных 3.1. Метод параметрического синтеза мощных
усилительных каскадов 3.2. Параметрический синтез широкополосных
усилительных каскадов ........24 3.2.1. Параметрический синтез широкополосных
усилительных каскадов 3.2.2. Параметрический синтез широкополосных
усилительных каскадов 3.2.3. Параметрический синтез широкополосных
усилительных каскадов 3.3. Параметрический синтез полосовых усилительных
каскадов....................43 3.3.1. Параметрический синтез полосовых
усилительных каскадов 3.3.2. Параметрический синтез полосовых
усилительных каскадов 3.3.3. Параметрический синтез полосовых
усилительных каскадов 4.
Список
использованных источников ..……………………………..................60 ВВЕДЕНИЕ Задача оптимальной реализации
входных, выходных и межкаскадных корректирующих цепей, цепей фильтрации и
согласования широкополосных и полосовых усилителей мощности радиопередающих
устройств по заданным требованиям к тракту передачи является неотъемлемой
частью процесса проектирования передатчиков телевизионного и радиовещания,
сотовой и пейджингогой связи, систем линейной и нелинейной радиолокации. В
известной учебной и научной литературе материал, посвященный этой проблеме, не
всегда представлен в удобном для проектирования виде. К тому же в теории радиопередающих
устройств нет доказательств преимущества использования того либо иного схемного
решения при разработке конкретного передатчика. В этой связи проектирование
усилителей мощности радиопередающих устройств во многом основано на интуиции и
опыте разработчика. При этом, разные разработчики, чаще всего, по-разному
решают поставленные перед ними задачи, достигая требуемых результатов. В этой
связи в данном пособии собраны наиболее известные и эффективные схемные решения
построения входных, выходных и межкаскадных корректирующих цепей, цепей
фильтрации и согласования широкополосных и полосовых усилителей мощности, а
соотношения для расчета даны без выводов. Ссылки на литературу позволяют найти,
при необходимости, доказательства справедливости приведенных соотношений.
Поскольку, как правило, усилители мощности работают в стандартном 50 либо
75-омном тракте, соотношения для расчета даны исходя из условий, что их
оконечные каскады работают на чисто резистивную нагрузку, а входные – от чисто
резистивного сопротивления генератора. 1. ИСХОДНЫЕ ДАННЫЕ ДЛЯ ПРОЕКТИРОВАНИЯ 1.1. СТРУКТУРНАЯ СХЕМА ТРАКТА
ПЕРЕДАЧИ Радиопередающие
устройства предназначены для формирования радиочастотных сигналов, их усиления
и последующей передачи этих сигналов к потребителю. Общая структурная схема
радиопередающего устройства может быть представлена в виде, изображенном на
рис. 1.1 [1]. Рис. 1.1 Основными элементами этой
схемы являются: -
возбудитель,
предназначенный для формирования несущего колебания; -
модулирующее
устройство, изменяющее параметры несущего колебания для однозначного
отображения в нем передаваемой информации; -
усилитель
мощности, предназначенный для обеспечения необходимых энергетических
характеристик электромагнитных колебаний. Методы
проектирования возбудителей, модулирующих устройств, усилителей мощности и
способы решения общих вопросов построения радиопередающих устройств описаны в
[1–4]. В настоящее время возрастают требования к таким параметрам радиопередающих
устройств как коэффициент полезного действия, уровень выходной мощности, полоса
рабочих частот, уровень внеполосных излучений, массогабаритные показатели,
стоимость, которые в значительной мере определяются применяемыми в них усилителями
мощности. В общем случае
структурная схема усилителя мощности может быть представлена в виде,
приведенном на рис. 1.2. Рис. 1.2 Входная цепь коррекции и
согласования совместно с входным транзистором образуют входной каскад,
межкаскадная корректирующая цепь (КЦ) и выходной транзистор образуют выходной
каскад. При необходимости между входным и выходным каскадом может быть включен
один или несколько промежуточных каскадов. Входная цепь коррекции и
согласования предназначена для согласования входного сопротивления усилителя
мощности с выходным сопротивлением модулятора и формирования заданной амплитудно-частотной
характеристики входного каскада. Наибольшее распространение в настоящее время
получила реализация входной цепи коррекции и согласования в виде последовательного
соединения аттенюатора и КЦ той же структуры, что и межкаскадная КЦ [5, 6].
Межкаскадная КЦ предназначена для формирования заданной амплитудно-частотной
характеристики выходного каскада. Согласующе-фильтрующее устройство служит для
устранения влияния реактивной составляющей выходного импеданса транзистора на
уровень выходной мощности выходного каскада, для реализации оптимального, в
смысле достижения выходной мощности, сопротивления нагрузки внутреннего генератора
транзистора выходного каскада, для обеспечения заданного уровня внеполосных
излучений радиопередающего устройства. Радиопередатчики чаще
всего классифицируют по пяти основным признакам [3, 4]: назначению, объекту
использования, диапазону рабочих частот, мощности и виду излучения. В настоящем
учебно-методическом пособии рассмотрены вопросы построения цепей формирования
амплитудно-частотных характеристик, согласования и фильтрации транзисторных
широкополосных и полосовых усилителей мощности радиопередающих устройств
диапазона метровых и дециметровых волн. Предполагается, что требуемая выходная
мощность радиопередатчика может быть получена от одного современного транзистора
без использования устройств суммирования мощности нескольких активных элементов.
Для широкополосных усилителей это десятки ватт, для полосовых – сотни ватт. 1.2. МОДЕЛИ МОЩНЫХ ТРАНЗИСТОРОВ Используемые
в настоящее время методы проектирования усилителей мощности радиопередающих
устройств диапазона метровых и дециметровых волн основаны на применении
однонаправленных моделей мощных биполярных и полевых транзисторов [7–12],
принципиальные схемы которых приведены рис. 1.3 и 1.4. Рис. 1.3.
Однонаправленная модель биполярного транзистора Значения элементов однонаправленной модели
биполярного транзистора, представленной на рис. 1.3, могут быть рассчитаны по
следующим формулам [7, 10]: где При расчетах по схеме
замещения приведенной на рис. 1.3, вместо где Формула (1.1) и
однонаправленная модель (рис. 1.3) справедливы для области рабочих частот выше Рис. 1.4.
Однонаправленная модель полевого транзистора Значения элементов
однонаправленной модели полевого транзистора, представленной на рис. 1.4, могут
быть рассчитаны по следующим формулам [1, 11]: где Приведенные
в данном учебно-методическом пособии соотношения для проектирования входных,
выходных и межкаскадных КЦ, цепей фильтрации и согласования широкополосных и
полосовых усилителей мощности радиопередающих устройств основаны на
использовании приведенных однонаправленных моделей транзисторов. 2.
ПРОЕКТИРОВАНИЕ ВЫХОДНЫХ ЦЕПЕЙ КОРРЕКции, согласования и фильтрации Построение
согласующе-фильтрующих устройств радиопередатчиков диапазона метровых и
дециметровых волн основано на использовании выходных КЦ, широкополосных
трансформаторов импедансов на ферритах, полосовых трансформаторов импедансов,
выполненных в виде фильтров нижних частот, фильтрующих устройств, в качестве
которых чаще всего используются фильтры Чебышева и Кауэра. 2.1.
ВЫХОДНАЯ КОРРЕКТИРУЮЩАЯ ЦЕПЬ ШИРОКОПОЛОСНОГО УСИЛИТЕЛЯ При проектировании
широкополосных передатчиков малой и средней мощности основной целью применения
выходной КЦ усилителя этого передатчика является требование реализации
постоянной в заданной полосе рабочих частот величины ощущаемого сопротивления
нагрузки внутреннего генератора транзистора выходного каскада. Это необходимо
для обеспечения идентичности режимов работы транзистора на разных частотах
заданного диапазона, что позволяет отдавать в нагрузку не зависимое от частоты
требуемое значение выходной мощности. Поставленная
цель достигается включением выходной емкости транзистора (см. рис. 1.3 и 1.4) в
фильтр нижних частот, используемый в качестве выходной КЦ [2]. Принципиальная
схема усилительного каскада с выходной КЦ приведена на рис. 2.1,а, эквивалентная
схема включения выходной КЦ по переменному току – на рис. 2.1,б, где а) б) При работе
усилителя без выходной КЦ модуль коэффициента отражения | | где В этом случае
относительные потери выходной мощности, обусловленные наличием где Описанная в [2] методика
Фано позволяет при заданных Истинные значения элементов рассчитываются
по формулам: где Пример 2.1. Рассчитать выходную КЦ для
усилительного каскада на транзисторе КТ610А ( Решение. Найдем нормированное значение
Таблица 2.1 – Нормированные значения элементов выходной КЦ 0,1 0,2 0,3 0,4 0,5 0,180 0,382 0,547 0,682 0,788 0,099 0,195 0,285 0,367 0,443 0,000 0,002 0,006 0,013 0,024 1,000 1,001 1,002 1,010 1,020 0,6 0,7 0,8 0,9 1,0 0,865 0,917 0,949 0,963 0,966 0,513 0,579 0,642 0,704 0,753 0,037 0,053 0,071 0,091 0,111 1,036 1,059 1,086 1,117 1,153 1,1 1,2 1,3 1,4 1,5 0,958 0,944 0.927 0,904 0,882 0,823 0,881 0,940 0,998 1,056 0,131 0,153 0,174 0,195 0,215 1,193 1,238 1,284 1,332 1,383 1,6 1,7 1,8 1,9 0,858 0,833 0,808 0,783 1,115 1,173 1,233 1,292 0,235 0,255 0,273 0,292 1,437 1,490 1,548 1,605 2.2. ВЫХОДНОЙ СОГЛАСУЮЩИЙ ТРАНСФОРМАТОР
ШИРОКОПОЛОСНОГО УСИЛИТЕЛЯ При проектировании
широкополосных передатчиков средней и большой мощности одной из основных
является задача максимального использования транзистора выходного каскада
усилителя по выходной мощности. Оптимальное сопротивление нагрузки мощного
транзистора, на которое он отдает максимальную мощность, составляет единицы ом
[2]. Поэтому между выходным каскадом и нагрузкой усилителя включается трансформатор
импедансов, реализуемый,
как правило, на ферритовых сердечниках и длинных линиях [1–4, 14].
Принципиальная схема усилительного каскада с трансформатором импедансов,
имеющим коэффициент трансформации сопротивления 1:4, приведена на рис. 2.2,а,
эквивалентная схема по переменному току – на рис. 2.2,б, где б) а)
в) Согласно [16, 17] при
заданном значении нижней граничной частоты где d – диаметр сердечника в сантиметрах; N – количество длинных линий трансформатора; S – площадь поперечного сечения сердечника в квадратных
сантиметрах. Значение коэффициента
перекрытия частотного диапазона трансформирующих и суммирующих устройств на
ферритовых сердечниках и длинных линиях лежит в пределах 2·104...8·104
[16, 17]. Поэтому, приняв коэффициент перекрытия равным 5·104, верхняя
граничная частота При расчетах трансформаторов
импедансов по соотношениям (2.4) и (2.5) следует учитывать, что реализация Требуемое волновое
сопротивление длинных линий разрабатываемого трансформатора рассчитывается по
формуле [16, 17]: Методика изготовления
длинных линий с заданным волновым сопротивлением описана в [18]. Входное сопротивление
трансформатора, разработанного с учетом (2.4) – (2.6), равно: Пример 2.2. Рассчитать Решение. В качестве ферритовых сердечников
трансформатора выберем кольца марки М2000НМ 20х10х5,имеющих параметры: 2.3.
ВЫХОДНОЙ СОГЛАСУЮЩИЙ ТРАНСФОРМАТОР
полосового УСИЛИТЕЛЯ При проектировании полосовых передатчиков средней и
большой мощности, также как и при проектировании широкополосных, одной из
основных является задача максимального использования по выходной мощности транзистора
выходного каскада усилителя. Однако в этом случае между выходным каскадом и
нагрузкой усилителя включается трансформатор импедансов, выполненный в виде
фильтра нижних частот [3, 19, 20]. Чаще всего он выполняется в виде фильтра
нижних частот четвертого порядка [19–23]. Принципиальная схема усилительного
каскада с таким трансформатором приведена на рис. 2.3,а, эквивалентная схема по
переменному току – на рис. 2.3,б, где элементы Наиболее полная и удобная
для инженерных расчетов методика проектирования рассматриваемых трансформаторов импедансов приведена в [25, 26]. В
таблице 2.2 представлены взятые из [26] нормированные относительно а) б) Рис. 2.3 Выбор w равной 0,2 и 0,4 обусловлен
тем, что это наиболее часто реализуемая относительная полоса рабочих частот
полосовых передатчиков средней и большой мощности, так как в этом случае
перекрывается любой из каналов телевизионного вещания и диапазоны ЧМ и FM
радиовещания [27]. Таблица 2.2 – Нормированные значения
элементов трансформатора При выбранных значениях Истинные значения
элементов Пример 2.3. Рассчитать элементы Решение. Из таблицы 2.2 для 2.4. Фильтры высших гармонических составляющих
полосового усилителя Выходные каскады полосовых
усилителей мощности работают, как правило, в режиме с отсечкой коллекторного
тока, так как в этом случае можно получить в нагрузке значительно большую
мощность, чем от каскада, работающего в режиме без отсечки, при одновременном
обеспечении более высокого коэффициента полезного действия [2, 3, 4, 9, 24].
Однако в этом случае сигнал на выходе усилителя оказывается не синусоидальным и
содержит в своем спектре высшие гармонические составляющие, приводящие к
большим внеполосным излучениям. В
соответствии с требованиями ГОСТ [28, 29], уровень любого побочного
(внеполосного) радиоизлучения передатчиков с выходной мощностью более 25 Вт
должен быть не менее чем на 60 дБ ниже максимального значения выходной мощности
радиосигнала. Указанное требование достигается установкой на выходах усилителей
мощности фильтрующих устройств, в качестве которых чаще всего используются
фильтры Чебышева (рис. 2.4) и фильтры Кауэра (рис. 2.5) [2, 3, 4, 30]. Рис.
2.4 Рис. 2.5 В таблице 2.3 представлены взятые из
[31] нормированные относительно Таблица 2.3 –
Нормированные значения элементов
фильтров При этом приняты следующие обозначения: N
– порядок фильтра; Истинные значения
элементов Пример 2.4. Рассчитать фильтр Кауэра пятого порядка при Решение. Из таблицы 2.3 найдем, что нормированные значения элементов фильтра
Кауэра пятого порядка равны: 3. ПРОЕКТИРОВАНИЕ ЦЕПЕЙ
ФОРМИРОВАНИЯ АМПЛИТУДНО-ЧАСТОТНЫХ ХАРАКТЕРИСТИК Цепи формирования
амплитудно-частотных характеристик (АЧХ) служат для реализации максимально
возможного для заданного схемного решения коэффициента усиления усилительного
каскада при одновременном обеспечении заданного допустимого уклонения его АЧХ
от требуемой формы. К ним относятся межкаскадные и входные корректирующие цепи
(КЦ). Необходимость выполнения указанного требования обусловлена тем, что
коэффициент усиления одного каскада многокаскадного усилителя мощности
метрового и дециметрового диапазона волн не превышает 3-10 дБ [5, 19, 20]. В
этом случае увеличение коэффициента усиления каждого каскада, например, на 2 дБ,
позволяет повысить коэффициент полезного действия всего усилителя мощности в
1,2-1,5 раза [32]. Задача нахождения значений элементов
КЦ, обеспечивающих максимальный коэффициент усиления каскада, в каждом
конкретном случае может быть решена с помощью программ оптимизации. Однако
наличие хорошего начального приближения значительно сокращает этап последующей
оптимизации или делает его излишним [3, 20, 33]. Рассмотрим метод
параметрического синтеза КЦ усилителей мощности радиопередающих устройств
метрового и дециметрового диапазона волн, позволяющий по таблицам нормированных
значений элементов КЦ осуществлять реализацию усилительных каскадов с
максимально возможным для заданного схемного решения коэффициентом усиления при
одновременном обеспечении заданного допустимого уклонения АЧХ от требуемой
формы [32]. 3.1. МЕТОД ПАРАМЕТРИЧЕСКОГО СИНТЕЗА МОЩНЫХ УСИЛИТЕЛЬНЫХ
КАСКАДОВ С КОРРЕКТИРУЮЩИМИ ЦЕПЯМИ Согласно [3, 34, 35],
коэффициент передачи усилительного каскада с КЦ в символьном виде может быть
описан дробно-рациональной функцией комплексного переменного: где Выберем в качестве
прототипа передаточной характеристики (3.1) дробно-рациональную функцию вида: Найдём такие её
коэффициенты, которые позволят из системы нелинейных рассчитать нормированные значения
элементов КЦ, обеспечивающие максимальный коэффициент усиления каскада при
заданном допустимом уклонении его АЧХ от требуемой формы. В теории усилителей нет разработанной
методики расчета коэффициентов В соответствии с
указанным методом перейдем к квадрату модуля функции (3.2): где По
известным коэффициентам функции 1. В функции 2. Каждый из полиномов числителя и знаменателя
представляется в виде произведения двух полиномов, один из которых должен быть
полиномом Гурвица [36]. 3. Отношение полиномов Гурвица числителя
и знаменателя является искомой функцией Для решения задачи
нахождения векторов коэффициентов где Первое неравенство в
(3.4) определяет величину допустимого уклонения АЧХ каскада от требуемой формы.
Второе и третье неравенства определяют условия физической реализуемости
рассчитываемой МКЦ [35]. Учитывая, что полиномы Решение
неравенств (3.5) является стандартной задачей линейного программирования [39].
В отличие от теории фильтров, где данная задача решается при условии минимизации
функции цели: Таким образом, метод
параметрического синтеза заключается в следующем: 1) нахождение
дробно-рациональной функции комплексного переменного, описывающей коэффициент
передачи усилительного каскада с КЦ; 2) синтез
коэффициентов квадрата модуля прототипа передаточной характеристики
усилительного каскада с КЦ по заданным значениям 3) расчет
коэффициентов функции-прототипа 4) решение системы
нелинейных уравнений (3.3) относительно нормированных значений элементов МКЦ. Многократное решение
системы линейных неравенств (3.5) для различных Известные схемные решения
построения КЦ усилителей мощности отличаются большим разнообразием. Однако
из-за сложности настройки и высокой чувствительности характеристик усилителей к
разбросу параметров сложных КЦ в усилителях мощности радиопередающих устройств
метрового и дециметрового диапазона волн практически не применяются КЦ более
четвертого-пятого порядка. [3, 5, 19, 20, 41]. Воспользуемся
описанной выше методом параметрического синтеза усилительных каскадов с КЦ для
синтеза таблиц нормированных значений элементов наиболее эффективных схемных
решений построения КЦ широкополосных и полосовых усилителей мощности. 3.2. Параметрический
синтез широкополосных усилительных каскадов На
рис. 3.1–3.3 приведены схемы КЦ, наиболее часто применяемые при построении
широкополосных усилителей мощности метрового и дециметрового диапазона волн [5,
7, 12, 42–44]. Рис. 3.1. Четырехполюсная диссипативная КЦ второго порядка Рис. 3.2.
Четырехполюсная реактивная КЦ третьего порядка Рис. 3.3.
Четырехполюсная диссипативная КЦ четвертого порядка Осуществим синтез таблиц
нормированных значений элементов приведенных схемных решений КЦ. 3.2.1. Параметрический синтез
широкополосных усилительных каскадов с корректирующей цепью второго порядка Практические исследования
различных схемных решений усилительных каскадов с КЦ на полевых транзисторах
показывают, что схема КЦ, представленная на рис. 3.1 [43, 45, 46], является
одной из наиболее эффективных, с точки зрения достижимых характеристик,
простоты настройки и конструктивной реализации. Аппроксимируя
входной и выходной импедансы транзисторов где В качестве прототипа
передаточной характеристики каскада выберем функцию вида квадрат модуля которой равен: Для выражения (3.8) составим
систему линейных неравенств (3.5): Решая (3.9) для различных
относительно Таблица 3.1 –
Нормированные значения элементов КЦ 0,01 0,05 0,1 0,15 0,2 0,3 0.4 0,6 0,8 1 1,2 1,5 1,7 2 2,5 3 3,5 4,5 6 8 1,59 1,59 1,59 1,59 1,59 1,59 1,59 1,59 1,59 1,58 1,58 1,46 1,73 1,62 1,61 1,61 1,60 1,60 1,60 1,60 88,2 18,1 9,31 6,39 4,93 3,47 2,74 2,01 1,65 1,43 1,28 1,18 1,02 0,977 0,894 0,837 0,796 0,741 0,692 0,656 160,3 32,06 16,03 10,69 8,02 5,35 4,01 2,68 2,01 1,61 1,35 1,17 0,871 0,787 0,635 0,530 0,455 0,354 0,266 0,199 2,02 2,02 2,02 2,02 2,02 2,02 2,02 2,02 2,02 2,02 2,02 2,02 2,01 2,00 2,03 2,03 2,02 2,02 2,02 2,02 101 20,64 10,57 7,21 5,50 3,86 3,02 2,18 1,76 1,51 1,34 1,17 1,09 1,00 0,90 0,83 0,78 0,72 0,67 0,62 202,3 40,5 20,2 13,5 10,1 6,75 5,06 3,73 2,53 2,02 1,69 1,35 1,19 1,02 0,807 0,673 0,577 0,449 0,337 0,253 Рассматриваемая
КЦ может быть использована также и в качестве входной КЦ [44]. В этом случае
следует принимать: При заданных Пример 3.1. Рассчитать КЦ однокаскадного
транзисторного усилителя с использованием синтезированных данных таблицы 3.1,
при условиях: используемый транзистор 3П602А; Решение. Используя справочные данные
транзистора 3П602А [49] и соотношения для расчета значений элементов
однонаправленной модели полевого транзистора [1], получим: На рис.
3.5 (кривая 1) приведена АЧХ рассчитанного усилителя, вычисленная с использованием
полной эквивалентной схемы замещения транзистора [49]. Здесь же представлена
экспериментальная характеристика усилителя (кривая 2), и АЧХ усилителя, оптимизированного
с помощью программы оптимизации, реализованной в среде математического пакета
для инженерных и научных расчетов MATLAB [50] (кривая
3). Кривые 1 и 3 практически совпадают, что говорит о высокой точности
рассматриваемого метода параметрического синтеза. Оптимальность полученного
решения подтверждает и наличие чебышевского альтернанса АЧХ [35]. 3.2.2.
Параметрический синтез широкополосных усилительных каскадов с корректирующей
цепью третьего порядка Схема четырехполюсной
реактивной КЦ третьего порядка приведена на рис. 3.2 [5, 42, 45]. Как показано
в [51] рассматриваемая КЦ позволяет реализовать коэффициент усиления каскада
близкий к теоретическому пределу, который определяется коэффициентом усиления
транзистора в режиме двухстороннего согласования на высшей частоте полосы
пропускания [7]. Аппроксимируя входной и
выходной импедансы транзисторов Рис. 3.6 Рис.
3.7 Вводя идеальный трансформатор
после конденсатора и применяя преобразование Нортона [2, 3], перейдем к схеме
представленной на рис. 3.7. Для полученной схемы в соответствии с [7, 11, 35]
коэффициент передачи последовательного соединения КЦ и транзистора где Переходя от схемы рис.
3.7 к схеме рис. 3.6 по известным значениям где В
качестве функции-прототипа передаточной характеристики (3.15) выберем дробно-рациональную
функцию вида: Квадрат
модуля функции-прототипа (3.14) имеет вид: Для
выражения (3.15) составим систему линейных неравенств (3.5): Решая (3.16) для
различных относительно Анализ
полученных результатов позволяет установить следующее. Для заданного значения Исследуемая
КЦ может быть использована и в качестве входной корректирующей цепи усилителя.
В этом случае при расчетах следует полагать Пример
3.2. Рассчитать КЦ однокаскадного усилителя на транзисторе КТ939А при
условиях: Таблица 3.2 –
Нормированные значения элементов КЦ 0.128 0.126 0.122 0.112 0.09 0.05 0.0 1.362 1.393 1.423 1.472 1.55 1.668 1.805 2.098 1.877 1.705 1.503 1.284 1.079 0.929 0.303 0.332 0.358 0.392 0.436 0.482 0.518 0.0913 0.09 0.087 0.08 0.065 0.04 0.0 1.725 1.753 1.784 1.83 1.902 2.00 2.14 2.826 2.551 2.303 2.039 1.757 1.506 1.278 0.287 0.313 0.341 0.375 0.419 0.465 0.512 0.0647 0.0642 0.0621 0.057 0.047 0.03 0.0 2.144 2.164 2.196 2.24 2.303 2.388 2.52 3.668 3.381 3.025 2.667 2.32 2.002 1.69 0.259 0.278 0.306 0.341 0.381 0.426 0.478 0.0399 0.0393 0.0375 0.033 0.025 0.012 0.0 2.817 2.842 2.872 2.918 2.98 3.062 3.13 5.025 4.482 4.016 3.5 3.04 2.629 2.386 0.216 0.24 0.265 0.3 0.338 0.38 0.41 На выходе каскада включена
выходная корректирующая цепь, практически не вносящая искажений в АЧХ каскада, состоящая
из элементов Рис. 3.8 Рис.
3.9 Решение.
Используя справочные данные транзистора КТ939А [13] и соотношения для
расчета значений элементов однонаправленной модели [10], получим: На рис. 3.9 приведена АЧХ
спроектированного однокаскадного усилителя, вычисленная с использованием полной
эквивалентной схемы замещения транзистора КТ939А [9] (кривая 1). Здесь же
представлена экспериментальная характеристика усилителя (кривая 2). 3.2.3. Параметрический синтез
широкополосных усилительных каскадов с ЗАДАННЫМ НАКЛОНОМ АМПЛИТУДНО-ЧАСТОТНОЙ
ХАРАКТЕРИСТИКИ Проблема
разработки СУМ с заданным подъемом (спадом) АЧХ связана с необходимостью
компенсации неравномерности АЧХ источников усиливаемых сигналов, либо с
устранением частотно-зависимых потерь в кабельных системах связи, либо с
выравниванием АЧХ малошумящих усилителей, входные каскады которых реализуются
без применения цепей высокочастотной коррекции. Схема
корректирующей цепи, обеспечивающей реализацию заданного подъема (спада) АЧХ усилительного
каскада, приведена на рис. 3.3 [7, 53, 54]. Аппроксимируя
входной и выходной импедансы транзисторов Рис. 3.10 Рис.
3.11 Вводя идеальный трансформатор
после конденсатора Коэффициент передачи последовательного
соединения КЦ и транзистора где В качестве прототипа
передаточной характеристики (3.17) выберем функцию: Квадрат модуля
функции-прототипа (3.18) имеет вид: Для выражения (3.19) составим
систему линейных неравенств (3.5): Решая (3.20) для
различных Решая систему нелинейных
уравнений относительно Анализ полученных
результатов позволяет установить следующее. Чем меньше требуемое значение Таблица 3.3 – Нормированные значения
элементов КЦ для +4 дБ 0.027 0.0267 0.0257 0.024 0.02 0.013 0.008 0,0 1.058 1.09 1.135 1.178 1.246 1.33 1.379 1.448 2.117 2.179 2.269 2.356 2.491 2.66 2.758 2.895 3.525 3.485 3.435 3.395 3.347 3.306 3.29 3.277 6.836 6.283 5.597 5.069 4.419 3.814 3.533 3.205 0.144 0.156 0.174 0.191 0.217 0.248 0.264 0.287 +2 дБ 0.0361 0.0357 0.0345 0.0325 0.029 0.024 0.015 0.0 1.59 1.638 1.696 1.753 1.824 1.902 2.014 2.166 3.18 3.276 3.391 3.506 3.648 3.804 4.029 4.332 3.301 3.278 3.254 3.237 3.222 3.213 3.212 3.227 5.598 5.107 4.607 4.204 3.797 3.437 3.031 2.622 0.172 0.187 0.207 0.225 0.247 0.269 0.3 0.337 +0 дБ 0.0493 0.049 0.047 0.045 0.04 0.03 0.017 0.0 2.425 2.482 2.595 2.661 2.781 2.958 3.141 3.346 4.851 4.964 5.19 5.322 5.563 5.916 6.282 6.692 3.137 3.13 3.122 3.121 3.125 3.143 3.175 3.221 4.597 4.287 3.753 3.504 3.134 2.726 2.412 2.144 0.205 0.219 0.247 0.263 0.29 0.327 0.36 0.393 -3 дБ 0.0777 0.077 0.075 0.07 0.06 0.043 0.02 0.0 4.668 4.816 4.976 5.208 5.526 5.937 6.402 6.769 9.336 9.633 9.951 10.417 11.052 11.874 12.804 13.538 3.062 3.068 3.079 3.102 3.143 3.21 3.299 3.377 3.581 3.276 2.998 2.68 2.355 2.051 1.803 1.653 0.263 0.285 0.309 0.34 0.379 0.421 0.462 0.488 -6 дБ 0.132 0.131 0.127 0.12 0.1 0.08 0.04 0.0 16.479 17.123 17.887 18.704 20.334 21.642 23.943 26.093 32.959 34.247 35.774 37.408 40.668 43.284 47.885 52.187 2.832 2.857 2.896 2.944 3.049 3.143 3.321 3.499 2.771 2.541 2.294 2.088 1.789 1.617 1.398 1.253 0.357 0.385 0.42 0.453 0.508 0.544 0.592 0.625 Таблица 3.4 – Нормированные значения
элементов КЦ для +6 дБ 0.012 0.0119 0.0115 0.011 0.0095 0.0077 0.005 0.0 0.42 0.436 0.461 0.48 0.516 0.546 0.581 0.632 0.839 0.871 0.923 0.959 1.031 1.092 1.163 1.265 6.449 6.278 6.033 5.879 5.618 5.432 5.249 5.033 12.509 11.607 10.365 9.624 8.422 7.602 6.814 5.911 0.09 0.097 0.109 0.117 0.134 0.147 0.164 0.187 +3 дБ 0.0192 0.019 0.0185 0.017 0.015 0.012 0.007 0.0 0.701 0.729 0.759 0.807 0.849 0.896 0.959 1.029 1.403 1.458 1.518 1.613 1.697 1.793 1.917 2.058 5.576 5.455 5.336 5.173 5.052 4.937 4.816 4.711 8.98 8.25 7.551 6.652 6.021 5.433 4.817 4.268 0.123 0.134 0.146 0.165 0.182 0.2 0.224 0.249 0 дБ 0.0291 0.0288 0.028 0.0265 0.024 0.019 0.01 0.0 1.012 1.053 1.096 1.145 1.203 1.288 1.404 1.509 2.024 2.106 2.192 2.29 2.406 2.576 2.808 3.018 5.405 5.306 5.217 5.129 5.042 4.94 4.843 4.787 6.881 6.296 5.79 5.303 4.828 4.271 3.697 3.301 0.16 0.175 0.19 0.207 0.226 0.253 0.287 0.316 -3 дБ 0.0433 0.043 0.0415 0.039 0.035 0.027 0.015 0.0 1.266 1.318 1.4 1.477 1.565 1.698 1.854 2.019 2.532 2.636 2.799 2.953 3.13 3.395 3.708 4.038 5.618 5.531 5.417 5.331 5.253 5.172 5.117 5.095 5.662 5.234 4.681 4.263 3.874 3.414 3.003 2.673 0.201 0.217 0.241 0.263 0.287 0.321 0.357 0.391 -6 дБ 0.0603 0.06 0.058 0.054 0.048 0.04 0.02 0.0 1.285 1.342 1.449 1.564 1.686 1.814 2.068 2.283 2.569 2.684 2.899 3.129 3.371 3.627 4.136 4.567 6.291 6.188 6.031 5.906 5.812 5.744 5.683 5.686 5.036 4.701 4.188 3.759 3.399 3.093 2.634 2.35 0.247 0.264 0.295 0.325 0.355 0.385 0.436 0.474 Для перехода от схемы,
приведенной на рис. 3.11, к схеме, представленной на рис. 3.10, следует
воспользоваться формулами пересчета: где Табличные значения
элементов где Таблицы 3.3 и 3.4 могут быть
применены и для проектирования усилительных каскадов на полевых транзисторах
(рис. 3.12). Рис. 3.12 В этом
случае удобнее рассматривать коэффициент передачи с входа транзистора где При использовании таблиц 3.3
и 3.4 и переходе к реальным нормированным значениям элементов КЦ, следует
пользоваться формулами пересчета: где Пример 3.3. Рассчитать
КЦ однокаскадного транзисторного усилителя с использованием синтезированных
таблиц 3.3 и 3.4 при условиях: используемый транзистор – КТ939А; Решение. Используя
справочные данные транзистора КТ939А [13] и соотношения для расчета значений
элементов однонаправленной модели [10], получим: Рис. 3.13 Рис.
3.14. Нормированные
относительно На рис.
3.14 приведена АЧХ спроектированного однокаскадного усилителя, вычисленная с
использованием полной эквивалентной схемы замещения транзистора КТ939А [13] (кривая
1). Здесь же представлена экспериментальная характеристика усилителя (кривая
2). 3.3. Параметрический
синтез полосовых усилительных каскадов Полосовые
усилители мощности находят широкое применение в системах пейджинговой и сотовой
связи, телевизионном и радиовещании. На рис. 3.15–3.17 приведены схемы КЦ,
наиболее часто применяемые при построении полосовых усилителей мощности
метрового и дециметрового диапазона волн [3, 5, 6, 19, 20, 32]. Рис. 3.15. Четырехполюсная
реактивная КЦ третьего порядка Рис. 3.16. Четырехполюсная
реактивная КЦ четвертого порядка Рис.
3.17. Четырехполюсная реактивная КЦ, выполненная в виде фильтра нижних частот Осуществим синтез таблиц
нормированных значений элементов приведенных схемных решений КЦ полосовых
усилителей мощности. 3.3.1.
Параметрический синтез полосовых усилительных каскадов с корректирующей цепью
третьего порядка Описание
рассматриваемой схемы (рис. 3.15), ее применение в полосовых усилителях мощности
и методика настройки даны в работах [5, 44, 56]. В разделе 3.2.2 дано описание
методики расчета анализируемой схемы при ее использовании в качестве КЦ широкополосного
усилителя. В случае ее использования в качестве КЦ полосового усилителя
методика расчета остается неизменной, за исключением изменения условий расчета
функции-прототипа. Значения
коэффициентов функции-прототипа (3.14), соответствующие различным величинам
относительной полосы пропускания, определяемой отношением Анализ
полученных результатов позволяет установить следующее. При заданном отношении При
условии При
известных Таблица 3.5 – Нормированные значения элементов КЦ 0.0057 0.0056 0.0054 0.0049 0.0043 0.0026 0.0 2.036 2.043 2.051 2.062 2.072 2.092 2.115 11.819 10.763 9.732 8.61 7.868 6.711 5.78 0.081 0.088 0.097 0.109 0.119 0.138 0.159 0.0347 0.034 0.033 0.03 0.025 0.016 0.0 0.907 0.92 0.933 0.956 0.981 1.015 1.063 3.606 3.277 2.993 2.62 2.31 2.005 1.705 0.231 0.251 0.271 0.302 0.334 0.372 0.417 0.0705 0.0695 0.068 0.063 0.054 0.036 0.0 1.004 1.022 1.038 1.07 1.108 1.165 1.26 2.622 2.403 2.216 1.945 1.707 1.457 1.199 0.278 0.298 0.318 0.352 0.387 0.431 0.485 0.106 0.105 0.102 0.094 0.08 0.05 0.0 0.963 0.98 1.006 1.044 1.091 1.169 1.283 2.056 1.903 1.708 1.496 1.311 1.104 0.919 0.307 0.327 0.355 0.39 0.426 0.472 0.517 Рассматриваемая
КЦ (рис. 3.15) может быть использована и в качестве входной корректирующей цепи
усилителя. В этом случае при расчетах следует полагать Пример
3.4. Рассчитать КЦ однокаскадного усилителя на транзисторе КТ939А при
условиях: Рис. 3.18 Рис.
3.19 Решение. Используя справочные данные
транзистора КТ939А [13] и соотношения для расчета значений элементов
однонаправленной модели [10], получим: На рис. 3.19 приведена АЧХ
спроектированного однокаскадного усилителя, вычисленная с использованием полной
эквивалентной схемы замещения транзистора КТ939А [13] (кривая 1). Здесь же
представлена экспериментальная характеристика усилителя (кривая 2). 3.3.2.
Параметрический синтез полосовых усилительных каскадов с корректирующей цепью
четвертого порядка Описание
рассматриваемой схемы (рис. 3.16), ее применение в полосовых усилителях
мощности и методика настройки даны в работах [5, 6, 21]. Аппроксимируя входной и
выходной импедансы транзисторов Вводя идеальный
трансформатор после конденсатора Коэффициент прямой
передачи последовательного соединения преобразованной схемы КЦ и транзистора где По известным значениям где Из (3.23) следует, что
коэффициент усиления каскада на частоте В качестве прототипа
передаточной характеристики (3.23) выберем функцию: Квадрат модуля
функции-прототипа (3.28) имеет вид: Для
нахождения коэффициентов Решая
(3.30) для различных Значения коэффициентов
функции-прототипа (3.28), соответствующие различным величинам относительной
полосы пропускания определяемой отношением 0.00074 0.0006 0.0005 0.0004 0.0003 0.0002 0.0001 0.0 0.2215 0.2509 0.2626 0.2721 0.2801 0.2872 0.2935 0.2999 5.061 4.419 4.216 4.068 3.951 3.855 3.773 3.702 100.2 76.29 69.26 64.22
|